全橋高頻鏈逆變電源的混合控制策略

系統(tǒng)控制核心為TMS320F2407型D SP，采用電壓瞬時反饋控制，只用一個事件管理器可以實現(xiàn)驅動信號的產(chǎn)生，定時器的工作模式為增減計數(shù)，即載波Ut為對稱三角波，載波頻率和高頻鏈逆變器的開關頻率一致，通過正確設置相關寄存器，即可以產(chǎn)生高頻SPWM信號來驅動高頻變壓器前端逆變電路[8]。而周波變換器的驅動信號是由高頻SPWM信號和輸出電壓與電流的過零比較輸出信號進行邏輯組合得到。圖4為周波變換器驅動信號邏輯組合產(chǎn)生原理。其中輸出電壓經(jīng)過過零比較得到SP，與輸出電流進行邏輯組合得到SF。再經(jīng)過一系列邏輯運算得到周波變換器最終的驅動波形。

圖4 周波變換器驅動信號邏輯組合

4 仿真與實驗結果

在上述理論分析研究基礎上，應用MATLAB仿真軟件對上述所做的理論分析及控制策略的研究進行了仿真。同時，為了驗證混合控制策略對全橋高頻鏈逆變電路的可行性及效果，制作了一個原理樣機，主要參數(shù)如下：輸入直流電壓為40V~60V，輸出電壓為220Vac的正弦交流電，輸出額定容量為200VA。S1~S4采用MOSFET，型號為IXTQ60N20T；S5、S6采用MOSFET，型號為IXFX24N120Q2。高頻變壓器的磁芯為ETD49，材質(zhì)為PC40，初級繞組為8匝，由兩股線徑為0.8mm的漆包線并繞，次級為90匝，由線徑為0.5mm的漆包線繞制。輸出電容選擇4µF的CBB電容。

圖5為周波變換器開關管的驅動波形，由仿真結果可知，當輸出電壓U0和電流I0極性相同時，開關管S5、S6均處于工頻開關狀態(tài)。如果負載為感性負載，輸出電流 滯后于輸出電壓U0，且其中輸出電壓U0為正，輸出電流I0為負時，S5常通，S6高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋；當輸出電壓U0為負，輸出電流I0為正時，S6常通，S5高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋。當負載為容性負載時，輸出電流I0超前于輸出電壓U0，且其中輸出電壓U0為負，輸出電流I0為正時，S6常通，S5高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋；輸出電壓U0為正，輸出電流I0為負時，S5常通，S6高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋。證明周波變換器通過邏輯混合控制可以實現(xiàn)其開關管的驅動脈沖為低頻和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動。

在0.15S時逆變器輸出所帶負載突然發(fā)生變化，此情況下輸出電壓U0與輸出電流I0的變化情況如圖6所示。由圖6可以看出系統(tǒng)負載突然發(fā)生變化時，輸出電壓基本不發(fā)生變化，實時跟蹤給定電壓。圖7為給定電壓與實際輸出電壓的正半周比較圖。由圖7可以看出實際輸出電壓始終跟蹤給定電壓上下波動，且波動范圍較小。圖6和圖7說明采用電壓瞬時反饋的控制算法，可以使系統(tǒng)具有較快的響應特性與較好的穩(wěn)定性。由圖8可以看出輸出電壓THD為0.82%，諧波含量較少。圖9為接阻性與容性負載時，系統(tǒng)輸出電壓與電流實驗波形圖。

（a）感性負載

（b）容性負載

圖5 周波變換器開關管驅動波形仿真圖