用戶電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器與在線UPS工作原理

2.2 變壓器T_r的變比

變壓器T_r變比k的大小，取決于市電電壓變化的范圍。當(dāng)用作電能質(zhì)量綜合補(bǔ)償器時(shí)，由于市電電壓的允許變化范圍為±10％，實(shí)際有的地方變化范圍可達(dá)±20％，所以變比k應(yīng)取±25％；當(dāng)用于補(bǔ)償式在線UPS時(shí)，當(dāng)市電停電時(shí)電壓的變化為100％，故k值應(yīng)取1：1，以全電壓對(duì)市電電壓進(jìn)行補(bǔ)償。

3 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器

電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器的原理電路如圖5所示。由于感性負(fù)載和非線性負(fù)載的作用，使電流含有無(wú)功成分并發(fā)生畸變，包含無(wú)功與畸變的負(fù)載電流i_aL用傅里葉級(jí)數(shù)表示時(shí)為

i_aL=I_an·sin(nωt＋φ_n)=I_a1·sin(ωt＋φ₁)＋I_an·sin(nωt＋φ_n)=I_a1cosφ₁·sinωt＋I_a1sinφ₁·cos_ωt＋I_an·sin(nωt＋φ_n1)(11)

此式表明，畸變的電流由三部分組成

i_1p=I_a1cosφ₁·sinωt=I_ap·sinωt

為基波有功電流；

i_1q=I_a1sinφ₁·cosωt=I_aq·cosωt

為基波無(wú)功電流；

i_an=I_ansin(nωt＋φ_n)為高次諧波電流。

圖5 電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器

由圖5可知：當(dāng)完全補(bǔ)償時(shí)，負(fù)載電流i_aL應(yīng)由市電輸入電流i_a和補(bǔ)償電流i_ac共同供給，即i_aL=i_a＋i_ac。如果用適當(dāng)?shù)目刂品绞?，使補(bǔ)償器的輸出電流i_ac=i_1q＋i_an，則市電只須向負(fù)載提供基波有功電流i_1p就可以了。這樣就完全實(shí)現(xiàn)了補(bǔ)償，市電輸入電流i_a與市電電壓u_a同相位，輸入功率因數(shù)cooφ=1，i_a為正弦波電流。如果只需要消除高次諧波電流i_an，或只需要補(bǔ)償基波無(wú)功電流i_1q時(shí)，則只須使i_ac=i_an或i_ac=i_1q就可以了。為了能很好地完全補(bǔ)償基波無(wú)功電流i_1q和高次諧波電流i_an，逆變器采用了雙向全橋逆變器，并采用了線性Delta滯環(huán)控制方式。

3.1 補(bǔ)償器的數(shù)學(xué)模型

對(duì)有源濾波與無(wú)功補(bǔ)償器的要求是具有較強(qiáng)的適應(yīng)能力和較高的反應(yīng)速度。圖5所示電路是可以滿足上述要求的。圖中C_d為為儲(chǔ)能電容，R為回路電阻，根據(jù)基爾霍夫定律可得

(12)

式中：u_a為市電電壓；

U_dc為電容C_d上的電壓；

i_ac為補(bǔ)償電流；

F為逆變器開關(guān)函數(shù)。

(13)

為了使C_d上的電壓U_dc恒定，C_d的值應(yīng)足夠大。由于補(bǔ)償器前面有市電電壓穩(wěn)壓濾波器，所以u_a=U_am·sinωt，將F、u_a代入式（12），解出補(bǔ)償電流i_ac的表示式為

i_ac=(ωLcosωt－Rsinωt)＋（14）

i_ac的初始值為

i_ac(t₁)=(ωLcosωt₁－Rsinωt₁)＋（15）

C_d={i_ac(t₁)－〔(ωLcosωt₁－Rsinωt₁)＋〕}（16）

將C_d的值代入式（14）得到

i_ac=〔(ωLcosωt－Rsinωt)－(ωLcosωt₁－Rsinωt₁)〕＋

〔1－〕＋i_ac(t₁)（17）

由于回路電阻R很小，當(dāng)令R=0時(shí)可得

i_ac=(cosωt－cosωt₁)＋(t－t₁)＋i_ac(t₁)(18)

式（18）表明，補(bǔ)償電流i_ac只與電感L有關(guān)。

3.2 電感L的值

假定補(bǔ)償對(duì)象是整流器，其交流側(cè)的電流波形如圖6所示，由此可以得到補(bǔ)償電流參考值的波形如圖7所示。的變化是不均勻的，求解電感L的值也是很復(fù)雜的，為了節(jié)省篇幅，L的推導(dǎo)過(guò)程省略。從跟蹤角度出發(fā)，L值應(yīng)取得大些。綜合兩者要求，通過(guò)推導(dǎo)得到L值計(jì)算式為

圖6 整流器負(fù)載電流

圖7 補(bǔ)償電流參考值

式中：N′為系數(shù)，N′=0.3～0.7，參數(shù)U_am，U_dc，I_aL，T（開關(guān)周期），α，μ和I_ap在額定情況下都是已知的，其含義見(jiàn)圖6。當(dāng)α=30°，μ=15°，L=3.4mH，f_s=5kHz時(shí)，仿真結(jié)果如圖8所示。此結(jié)果表明：市電輸入電流i_a由原來(lái)的方波，變成了準(zhǔn)正弦波。輸入功率因數(shù)cosφ=1。

(a) 補(bǔ)償前的電網(wǎng)電流

(b) 補(bǔ)償后的電網(wǎng)電流

(c) 有源濾波器輸出電流

α=30°,μ=15°,L=3.4mH,f=5kHz

圖8仿真波形

3.3 控制方式

電流無(wú)功補(bǔ)償濾波器的控制方式，最好采用線性Delta滯環(huán)PWM控制方式，這是由于補(bǔ)償電流參考值的變化是不均勻的，在換向期間變化較大，為了能夠準(zhǔn)確跟蹤，采用線性Delta滯環(huán)PWM控制，其電路與工作波形如圖9所示。

(a) 控制電路

(b) 工作波形

圖9 線性Delta控制電路與工作波形