TMS320LF2407A DSP的PFC級電路的原理與設計

　　輸入電壓前饋能使輸入功率保持在規(guī)定的電平上，不隨AC線路電壓波動而變化。

　　為計算輸入電壓Vin的平均成分Vdc，需要計算信號頻率f（=1/t），然后對一個周期上的信號進行積分，如圖3示圖所描述。

圖3 和Vin平均成分的計算

　　3.2.1 頻率計算

　　在頻率軟件執(zhí)行期間和其后的平均Vin的計算，每當信號跨越上門限Uth-hi時，Vin的采樣數(shù)（N）被計數(shù)并被保存。信號的下門限Uth-Io用于獲得抗擾度。若采樣周期為Ts，采樣頻率為fs=1/Ts。Vin的周期為T，N=T/Ts。若N為已知數(shù)，每單位（per unit, Pu）頻率fpu的計算公式是：

　　式中，fmax為Uin的最大頻率，Hz；Nmin為Uin一個周期上的采樣最小數(shù)。計算頻率的用戶軟件利用N值，首先計算中間值1/N，然后與Nmin相乘得到fpu值。為保存1/N值，并帶最高精度，不引起累加器溢出，知道Nmin值是很重要的。為此，用戶應當選擇信號最大頻率以被測量。一旦知道Nmin值，1/N量可以被保存，并帶最大精度且用適當?shù)亩c表示。例如，對于一個輸入工作頻率為47~63Hz的PFC變換器，最大輸入頻率可以選擇70Hz。然后用fmax=140Hz（兩倍的輸入頻率）和已知的Ts值來計算Nmin，是非常容易的。

　　3.2.2 前饋成分計算

　　只要知道信號Vin的頻率，它的平均成分Vdc可用下面公式計算：

　　式中，T為相應于Uin頻率f的時間周期， S；Vin（i）為Vin的數(shù)字化i次采樣。

　　由于Vin作為相對于它的最大值Vmax的每單位（pu）規(guī)格化值被測量，所計算的Vdc值也是一個帶Vmax規(guī)格化基本值的每單位（pu）量值。對于一個正弦波輸入電壓，Vac的最大值僅為2Vmax/π。因此，在Vac的固定點表示中，為獲得最佳精度，先前計算的值相對于它自己的最大值被轉換為每單位規(guī)格化量值，這個值由下式給出：

　　Vdc1的倒置電壓Vinv（即Vinv=1/Vdc1）在Vdc1最小時值最大，反之亦然。為在Vinv固定點表示中獲得較高的精度，需要用相對于其最大值的每單位（pu）規(guī)格化值來表示。對于一個正弦波輸入電壓，Vdc的最小值是2Vmin/π。輸入電壓最小幅值Vmin的選擇，基于PFC變換器的輸入電壓范圍。例如：若PFC變換器的低線路RMS電壓是90V，Vmin值應低于或等于127V（ ）。Vinv的最大值為（Vminπ/2），相對于它自己最大值的相應Vinv的每單位（pu）值為：

　　3.3 乘法器增益Km

　　乘法器增益Km的調節(jié)，應能在最低輸入電壓上，當PFC變換器交付最大負載時，使參考電流Iref是在它的最大值上。在圖2中，Iref為

　　隨電流環(huán)路閉合，Iref可表示為

　　在最低工作電壓Vinv=1時，滿載下的電壓控制器輸出將在它的最大值上，即Vnv=1。因此，在最低工作電壓上，為產(chǎn)生最大參考電流，要求Km值為：

　　3.4 電壓和電流環(huán)路補償器

電流環(huán)路功率級高頻近似值為：

　　根據(jù)圖2所示的PFC控制框圖，電流環(huán)路增益等式為：

　　式中，F(xiàn)m為調制器增益，

　　調制器在軟件中部分地執(zhí)行，并部分地利用DSP PWM硬件。軟件利用調制器輸入，即電流控制器輸出Uca，計算在TMS320LF2407A中PWM硬件模塊的占空比值。PWM硬件利用占空比值，為PFC開關產(chǎn)生適當?shù)腜WM信號。當調制器輸入Uca是1時，軟件保證調制器輸出即PWM占空比為100%。在此情況下，調制器增益Fm=1。因此，對于電流環(huán)路的交越頻率fci，需要的電流誤差放大器補償器可以表示為：

　　只要電流環(huán)路閉合，電壓環(huán)路功率級傳輸函數(shù)可按下式計算：

　　式中，Zf為輸出電容CO和負載阻抗ZO組成的并聯(lián)分支的等效阻抗，Zf=ZO/（1+sCOZO）；負載阻抗 。

　　圖2中電壓環(huán)路增益等式如下：