基于PWM開關(guān)變壓器的動態(tài)電壓恢復(fù)器研究

摘要：提出了一種基于PWM開關(guān)變壓器的單相在線式動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)，PWM開關(guān)變壓器由交流斬波器及串聯(lián)變壓器組成，該DVR可補(bǔ)償電壓凸起和凹陷，無需直流儲能環(huán)節(jié)和鎖相環(huán)，且具有相位自動跟蹤能力。采用新的控制策略及電壓檢測方法，使系統(tǒng)能夠快速識別電壓凸起和凹陷并做出相應(yīng)補(bǔ)償。系統(tǒng)可工作在降壓狀態(tài)，可應(yīng)用于節(jié)能場合，并設(shè)有旁路開關(guān)，提高了供電可靠性。設(shè)計了10 kW實驗樣機(jī)，實驗結(jié)果表明此處所提出的DVR具有較好的動態(tài)響應(yīng)、補(bǔ)償及運行性能。
關(guān)鍵詞：變壓器；動態(tài)電壓恢復(fù)器；相位跟蹤

1 引言
隨著科學(xué)技術(shù)的進(jìn)步及工業(yè)水平的提高，出現(xiàn)了越來越多的敏感負(fù)載如半導(dǎo)體生產(chǎn)、銀行系統(tǒng)、自動化生產(chǎn)線、精密數(shù)控機(jī)床、鐵路交通系統(tǒng)等，它們對電能質(zhì)量及供電可靠性提出了更高的要求。電壓跌落對敏感負(fù)載的影響最為嚴(yán)重。為解決這些電能質(zhì)量問題，人們提出了DVR。
目前大多DVR都是基于逆變器加串聯(lián)變壓器拓?fù)?，這種拓?fù)淇刂茝?fù)雜，帶有直流儲能環(huán)節(jié)，增加了系統(tǒng)成本，其補(bǔ)償能力受到儲能裝置容量的限制。文獻(xiàn)首次提出了基于交流斬波器的DVR拓?fù)?，進(jìn)行了原理分析和實驗驗證，但其僅能補(bǔ)償電壓凹陷而不能補(bǔ)償電壓凸起，且補(bǔ)償速度也不夠。文獻(xiàn)提出了雙交流Buck的拓?fù)鋵崿F(xiàn)倒相，但其要利用8個IGBT，增加了系統(tǒng)的成本且控制復(fù)雜。在此提出了基于PWM開關(guān)變壓器的電路結(jié)構(gòu)，無需直流儲能環(huán)節(jié)，且具有相位自動跟蹤能力。其中，電壓檢測利用新的峰值電壓法，并采用輸出電壓反饋與電壓前饋相結(jié)合的控制策略，使系統(tǒng)有較好的動態(tài)響應(yīng)及補(bǔ)償性能，整個系統(tǒng)的控制由32位ARM處理器STM32103F完成。

2 系統(tǒng)主電路拓?fù)?br />系統(tǒng)主電路如圖1所示。

系統(tǒng)主電路由輸入LC濾波器、交流Buck型斬波器、串聯(lián)變壓器、輸出LC濾波器及旁路晶閘管組成，斬波器和串聯(lián)變壓器被定義為PWM開
關(guān)變壓器。綜合考慮系統(tǒng)效率和IGBT開關(guān)損耗，采用非互補(bǔ)驅(qū)動方式，且有：uo=duin，d為PWM占空比。此處串聯(lián)變壓器變比為1：1，則有：uL=2uo，將uo=duin代入此式中，得uL=2duin。
故此系統(tǒng)最大可補(bǔ)償50％的電壓凹陷。當(dāng)電網(wǎng)電壓高于標(biāo)準(zhǔn)電壓時，可使0d0．5，系統(tǒng)工作在降壓狀態(tài)，可應(yīng)用于節(jié)能場合。當(dāng)系統(tǒng)故障或遇大電流沖擊可切換到旁路運行，提高了供電可靠性。

3 電壓凹陷、凸起檢測-峰值電壓法
電壓檢測對于DVR至關(guān)重要，電壓檢測的速度及精度直接決定了系統(tǒng)動態(tài)表現(xiàn)。由于電壓突變的同時會伴隨相位跳變，而傳統(tǒng)的電壓檢測方法都會受到電壓波形畸變及相位跳變的影響。因為圖1中電路拓?fù)渚哂邢辔蛔詣痈櫮芰?，所以僅需檢測電壓凹陷、凸起的起始時刻及電壓凹陷、凸起的深度。文獻(xiàn)中提出峰值電壓法，其原理如圖2所示。

該方法通過檢測電壓瞬時值來計算電壓幅值，當(dāng)輸入電壓為U1msin(ω1t)時，將其在基波尺度上移相1／4周期得到U1mcos(ω1t)，將二者做平方和運算得到：

實際電網(wǎng)電壓中含有大量低次諧波，要得到準(zhǔn)確的測量結(jié)果，必須將諧波分量濾除掉，這就需要一個截止頻率很低的低通濾波器，這必定會造成電壓檢測延遲。隨著處理器處理速度越來越快，此處將峰值檢測的計算過程通過軟件實現(xiàn)，對于濾波器造成的延時，在軟件中做超前補(bǔ)償。濾波及移相電路如圖3所示。圖中uin_T為互感器輸出電壓，相位調(diào)理電路對濾波電路造成的1 ms延時進(jìn)行相位補(bǔ)償，使得u1與電網(wǎng)基波電壓同相位，然后再移相90°得u1_90°，u1與u1_90°同時送入STM32103F的12位ADC進(jìn)行采樣計算得到U1m。

濾波移相實驗結(jié)果如圖4所示。

4 控制策略與實現(xiàn)
4．1 控制策略
這里提出了輸出電壓反饋與電壓前饋相結(jié)合的控制策略，提高了系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度及穩(wěn)定運行時輸出電壓的穩(wěn)定性，其控制框圖如圖5所示。

負(fù)載電壓與參考電壓的差值作為PI調(diào)節(jié)器的輸入，Kp為比例增益，Ki為積分增益。為避免P1調(diào)節(jié)器出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，限幅器的輸出與輸入的差值被反饋到PI調(diào)節(jié)器的輸入。若PI調(diào)節(jié)器的飽和現(xiàn)象沒有被校正，那么當(dāng)輸入電壓從凹陷恢復(fù)到正常值時，輸出電壓將可能發(fā)生過電壓現(xiàn)象。為了提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度，引入電壓前饋，參考電壓與輸入電壓的差值乘以一個系數(shù)Kf加到PI調(diào)節(jié)器的輸出。當(dāng)發(fā)生電壓凹陷時，參考電壓與輸入電壓的差值為一個正值，直接增加了PWM占空比，反之亦然。電壓前饋不僅在發(fā)生電壓凹陷時提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度，而且在當(dāng)電壓恢復(fù)時避免了過電壓現(xiàn)象的發(fā)生。
4．2 控制策略的實現(xiàn)
系統(tǒng)的控制由32位單片機(jī)STM32103F完成，圖3中u1，u1_90°及uL經(jīng)精密整流后被送到單片機(jī)片內(nèi)12位ADC，精密整流電路如圖6所示。

每半個周波采樣200點，即采樣周期為50μs，每次采樣后觸發(fā)DMA中斷，DMA中斷內(nèi)計算U1m，采樣的uL做均方根運算后與uref的差值作為PI調(diào)節(jié)器的輸入。將U1m／1．414與uref做差，然后判斷是否發(fā)生電壓凹陷或凸起，當(dāng)發(fā)生電壓凹陷或凸起時則將差值經(jīng)超前補(bǔ)償算法后直接與PI調(diào)節(jié)器的輸出求和，作為PWM占空比，STM32103F可發(fā)出兩路死區(qū)可編程的PWM，將其做脈沖分配后送到IGBT驅(qū)動電路。因采樣計算周期與開關(guān)周期接近，故系統(tǒng)響應(yīng)速度非?？臁］敵鲭妷旱木礁捣答佁岣吡讼到y(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運行性能。當(dāng)系統(tǒng)故障或發(fā)生大電流沖擊時，切換到旁路運行。

5 實驗結(jié)果
搭建220 V／10 kW實驗樣機(jī)，L1=L2=0．5 mH，C1=C2=20μF，VQ1～VQ4為IKW75T60N型IGBT并聯(lián)，實驗結(jié)果如圖7所示。由圖可見，當(dāng)uin凹陷65 V及凸起85 V時，uL保持不變。

6 結(jié)論
在此提出了基于PWM開關(guān)變壓器的在線式DVR電路結(jié)構(gòu)，采用輸出電壓反饋與電壓前饋相結(jié)合的控制策略，搭建了實驗樣機(jī)。實驗結(jié)果表明，此處提出的DVR系統(tǒng)具有較好的動態(tài)響應(yīng)和良好的補(bǔ)償、運行性能。