50% 以上占空比降壓轉(zhuǎn)換器下坡 (Downslope) 補(bǔ)償

50%以上占空比脈寬調(diào)制 (PWM) 降壓轉(zhuǎn)換器的電流模式控制 (CMC)可能會進(jìn)入次諧波振蕩。Lloyd H Dixon 在《參考文獻(xiàn) 1》中對此做了詳細(xì)的論述。Dixon表示，這種解決方案給電流檢測信號增加一個(gè)斜率，其等于輸出電感電流的下斜率。需將該額外電壓加入要求計(jì)算過程中，以便選擇正確的電流檢測電阻器。

輸出電感占空比大于 50% 的推挽式轉(zhuǎn)換器、相移全橋轉(zhuǎn)換器或者任何正向轉(zhuǎn)換器，都是一些需要這種補(bǔ)償的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。但是，為了方便演示，本文選擇的拓?fù)涫且环N人們相對不熟悉的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：三開關(guān)正向轉(zhuǎn)換器。請參見圖 1 所示電源部分基本原理圖。盡管這種拓?fù)涞膶＠麢?quán)歸 TI 所有，但電路中使用 TI 控制 IC 時(shí)都可以使用。

圖 1 三開關(guān)正向拓?fù)?/p>

這種拓?fù)鋼碛性S多優(yōu)點(diǎn)，特別是輸入電壓范圍為手機(jī)電池的 36 到 72 V 時(shí)。拓?fù)涞淖畲笳伎毡葹?67%，從而將設(shè)計(jì)限定在 67% 最小輸入電壓時(shí)的最大占空比。與此同時(shí)，關(guān)閉時(shí)主開關(guān)的電壓被限定為電源軌輸入電壓。這就意味著，低壓FET會與其相應(yīng)低 RDS（on） 電阻一起使用。這種拓?fù)溥€提供了一種恢復(fù)電源變壓器和主側(cè)漏電感中磁能的方法，從而不再需要高損耗的緩沖器。

圖 2 VIN(min)和VIN(max) 的最大負(fù)載輸出電感紋波

這種轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)在許多其他方面都與降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一樣，但是占空比必須限定在67%，以避免出現(xiàn)變壓器飽和。通過選擇一個(gè)具有編程最大占空比的控制IC（例如：UCC2807-1等），可以實(shí)現(xiàn)這種限制（見《參考文獻(xiàn) 2》）。由于這種控制器具有要求的占空比限制功能，因此它是這種應(yīng)用的首選。所以，本文使用了這種控制器，利用其各種特性進(jìn)行分析。

下面的分析均假設(shè)有一個(gè) 100W、3.3V 輸出的理論開關(guān)電源。該電源流過輸出電感的最大峰值到峰值紋波電流等于 30A 最大輸出 DC 負(fù)載電流的 10%，而輸入電壓范圍為 36V 到 78V 之間。另外，我們還假設(shè) 0.5V 正向壓降 Vfd 的同步整流器用于輸出。第一步是確定變壓器的匝數(shù)比。最小輸入電壓時(shí)，占空比處在最大極限 (67%)。利用下列方程式可計(jì)算出變壓器輸出端需要的電壓。

如果假設(shè)變壓器一次繞組電壓為 36V，則匝數(shù)比 (Np) 為 6.147，因此會使用 6匝的一次繞組。一次繞組被分成兩部分，每部分 3 匝（參見圖 1）。標(biāo)準(zhǔn)方法是，把二次繞組夾在兩個(gè)分拆開的一次繞組之間，Q3 也放置在它們兩個(gè)之間。輸入為 78V 時(shí)，變壓器輸出電壓為 12.3V，從而得到約 31% 的最小占空比 Dmin。因此，最大“關(guān)閉”時(shí)間等于

其中，fsw 為 200kHz 的計(jì)劃開關(guān)頻率。達(dá)到 10% 理想峰值到峰值紋波電流的最小輸出電感（圖 1 所示 L1）為：

通過計(jì)算得到，方程式 2 中輸出電感為 4.33 µH。為了設(shè)計(jì)方便，我們使用 4.5 µH。使用該值以后，可以計(jì)算得到輸出電感的下降電流 Ids 為：

通過計(jì)算得到，電感的下降電流 (Ids) 為 0.844 A/µs。

同時(shí)還得到，最大輸入電壓時(shí)輸出電感的峰值電流為：

由于最大峰值到峰值紋波電流被定義為 10% 輸出電流，該電流經(jīng)過平衡后得到額定 DC 輸出。所得峰值電流為 31.884 A。

最小輸入電壓時(shí)，確定 LOUT 的差動(dòng)電壓是可能的。由此，我們可以知道輸出電感的變化速率為 0.489 A/µs。知道占空比和頻率后，便可以計(jì)算出輸出電感中電流增加的時(shí)間，從而能夠確定這些狀態(tài)下的紋波電流大小。最后，我們可以知道最小輸入電壓下的峰值電流為 31.122 A。具體波形顯示在圖 2 中。這些值幾乎都相等，但如果增加下降電流，它們便會變化—以一種令人吃驚的方式。為了獲得最大輸入電壓必須給峰值電流增加的下降電流為：

為了獲得最小輸入電壓而必須給峰值電流增加的下降電流為：

請參見圖 3，其有效下降電流被添加至圖2所示電流。結(jié)果，即使實(shí)際峰值相反，但最小輸入電壓的有效峰值電流還是高于最大輸入電壓的有效峰值電流。有效最大電流（包括最小輸入電壓的下降電流）的峰值為33.9A，其為設(shè)置電流檢測電阻器Rs必須使用的值。該電流（包括轉(zhuǎn)變?yōu)橐淮坞娏鞯南陆惦娏鳎?.658A。

選作控制器的IC擁有1.0V的典型電流自動(dòng)切斷電平，但容差值在0.9到1.1V之間。要確保所有單元都能提供要求的功率，需使用下限，并設(shè)定Rs值，以便讓5.658A時(shí)它的電壓為0.9V最小值的95%。這樣便可實(shí)現(xiàn)5%的瞬態(tài)安全余量，并將Rs設(shè)定在0.15Ω。當(dāng)然，會有5W左右的功率損耗，其最有可能由一個(gè)電流變壓器產(chǎn)生。使用一個(gè)100：1的變壓器時(shí)，Rs可能會增加至15Ω。后面內(nèi)容，我們假設(shè)使用這樣一個(gè)變壓器。

圖 3 二次電流加有效下降電流

實(shí)際上，下降電流（Ids）既沒有流過電流變壓器，也沒有流過電源變壓器，但卻需要考慮其影響，它會影響電阻器Rs的電壓。因此，需在電阻器Rs和IC的電流檢測引腳之間增加一個(gè)電阻器Rdspri。在IC的電流檢測引腳處，電流斜波被注入到電路中。這種電流斜波的存在，讓IC電流檢測引腳和電阻器Rs之間電阻器Rdspri中形成的等變電壓（ramp voltage），等于Ids轉(zhuǎn)變?yōu)橐淮坞娏髟陔娮杵鱎s中形成的電壓。我們假設(shè)，一個(gè)等效下降電流正流經(jīng)電阻器Rs，從而同時(shí)考慮到電源變壓器和電流變壓器繞組比。這種情況下，為了計(jì)算簡單，我們將電阻器Rdspri設(shè)定為1kΩ，其遠(yuǎn)大于電阻器Rs。

接下來，計(jì)算Rdspri要求的dv/dt：

由該結(jié)果，我們可以計(jì)算得到1kΩ電阻器需要的電流斜波：

最大“開”時(shí)間的這種電流帶來70.7 µA的峰值電流。

使用一個(gè)可編程、最大占空比 PWM 控制器（例如：UCC2807）時(shí)，通過將兩個(gè)計(jì)時(shí)電阻器設(shè)定為相同值來將最大占空比設(shè)定為67%相對更加簡單，如產(chǎn)品說明書所示。另外，這種組件的規(guī)格額定，計(jì)時(shí)電容器的谷值電壓和峰值電壓分別等于1/3VCC 和 2/3VCC。這樣便得到一個(gè) 1/3VCC 的電壓斜波幅值。知道這一點(diǎn)以后，我們現(xiàn)在便可以對電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，讓它產(chǎn)生一個(gè)可注入到電流檢測電路中的斜波電流，以向電流信號提供下降電流。

圖 4 顯示了用于產(chǎn)生期望電流的一個(gè)電路。該電路基于 UCC2807-1 控制 IC，VDD 設(shè)定為 11V。“三角”斜波的谷值電壓和峰值電壓為 3.667V 最小值和 7.33V 最大值，并且最小值到最大值的時(shí)間等于最大“開”時(shí)間。在該電路中，R3 等于 2 倍 R4。這樣便讓 Q6 基極的電壓等于 1/3VCC，其為“三角”電壓的谷值。由于“三角”引腳的電壓在谷值到峰值（2/3VCC）之間擺動(dòng)，R2 的電壓便在 0 到 1/3VCC 之間線性變化。給 R2 選擇一個(gè)值，讓其獲得 70.7 µA 的電流和 3.667 V 的 (51.8 kΩ) 電壓，然后使用 Q5/R1 和 Q7/R6 構(gòu)建起統(tǒng)一電流反射鏡。這樣，設(shè)計(jì)人員便可以生成電流檢測信號，將所需電流加至電流檢測信號，并擁有正確的形態(tài)和 1Kω 電阻計(jì)時(shí)。

圖 4 用于生成預(yù)期 Rdspri 電流的電路

結(jié)論

三開關(guān)正向轉(zhuǎn)換器在能量回收方面擁有許多獨(dú)到之處，它可以將磁能和一次側(cè)漏能量返回至源，無需使用緩沖器，降低了普通正向轉(zhuǎn)換器中常見的電磁干擾。相比占空比大于50%的雙開關(guān)正向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它同樣具有許多優(yōu)勢。本文為您介紹了一個(gè)計(jì)算舉例。在確定電流檢測電阻器值，以及了解降壓轉(zhuǎn)換器50%以上占空比穩(wěn)定工作所需下降電流的影響時(shí)，這種計(jì)算都是必需的。文章還介紹了增加轉(zhuǎn)換器下降電流的一種方法。