4通道D類音頻放大器原理及設計

如圖2所示，自振蕩拓樸融合了前端集成器、PWM比較器、電平切換器、柵極驅動器和輸出低通濾波器(LPF)。盡管這種設計能夠以更高的頻率開關，但由于某些原因，它仍然以400kHz作為最佳開關頻率。首先，在較低頻率下，MOSFET的效率有所改善，但電感紋波電流上升，同時輸出PWM開關載波的漏電也會增加。其次，在較高頻率下，開關損耗會降低效率，但有機會實現(xiàn)更寬的頻寬。當電感紋波電流減少，鐵損耗就會攀升。

由于在D類音效放大器中，負載電流的方向隨音頻輸入信號改變，而過流狀況有可能在正電流周期或負電流周期中發(fā)生。因此，為同時保護高側和低側MOSFET免受兩個方向的過電流影響，用可編程過流保護(OCP)提供雙向保護，并以輸出MOSFET的RDS(on)作為電流感應電阻。在這個設計中，當測量的電流超過預設的臨界值，OCP邏輯便會輸出信號到保護電路，迫使HO和LO管腳置于低電平，從而保護MOSFET不受損害。

由于高壓IC的結構限制，高側和低側MOSFET的電流感應部署并不相同。例如，低側電流感應是基于器件在通態(tài)狀態(tài)下，低側MOSFET兩端的VDS。為防止瞬時過沖觸發(fā)OCP，在LO開通后加入一個消隱間隔，停止450ns過電流檢測。

低側過流感應的臨界電壓由OCSET管腳設定，范圍由0.5V到5.0V。如果為低側MOSFET測量的VDS超過了OCSET管腳對應COM的電壓，驅動器電路就會執(zhí)行OCP保護程序。要設定過電流的關斷電平，可以利用以下的算式計算OCSET管腳的電壓：

為盡可能降低OCSET管腳上輸入偏置電流的影響，我們選擇了電阻值R4和R5，以便流過分壓器的電流達到0.5mA或更多。同時，通過一個電阻分壓器將VREF輸入到OCSET，改善了對電源電壓Vcc波動的抗擾性。

同樣地，對于正負載電流，高側過流感應也會監(jiān)測負載條件，此時根據(jù)經(jīng)CSH和Vs管腳高側開啟期間在MOSFET兩端測量的VDS進行監(jiān)測。當負載電流超過預設的關斷電平，OCP保護便會停止開關運作。為防止瞬態(tài)過沖觸發(fā)OCP，可在HO開通后加入一個消隱間隔，停止450ns過流檢測。

與低側電流傳感不同，CSH管腳的臨界值內部固定在1.2V。但可利用外部電阻分壓器R2和R3來設定一個較高的臨界值。不論采用哪種方式，都要用外部阻流二極管D1去阻斷高電壓在高側斷路的情況下流向CSH管腳。基于跨越D1的0.6V正向電壓降，高側過流保護的最低臨界值是0.6V。

簡而言之，CSH管腳的臨界值VCSH可以用以下算式計算：

式中的ID是漏電流，而VF(D1)則是D1的正向壓降。此外，逆向阻流二極管D1經(jīng)由一個10kΩ電阻R1進行正向偏置。

為防止直通或過沖電流通過兩個MOSFET，我們將一個名為死區(qū)時間的阻流時段插在高側關斷和低側開通，或低側關斷和高側開通之間。集成式驅動器讓設計師可以根據(jù)所選MOSFET的尺寸從一系列預設值中選擇適合的死區(qū)間來優(yōu)化性能。事實上，只需兩個外部電阻來通過IRS2093的DT管腳設定死區(qū)時間。這樣便不需要采用外部的柵極定時調節(jié)，同時也能防止調節(jié)開關定時引入的外來噪聲，這對確保音效性能非常重要。

用戶在決定最佳死區(qū)時間時，必須考慮MOSFET的下降時間。這是因為對實際應用來說，由于開關的下降時間tf的關系，真正有效的死區(qū)時間與數(shù)據(jù)資料所提供的會有所不同。這意味著，要確定有效的死區(qū)時間，就要以數(shù)據(jù)資料中的死區(qū)時間值減去MOSFET柵極電壓的下降時間。

同樣地，在UVLO保護方面，驅動器會在正常運作開始之前監(jiān)測電壓VAA和VCC的狀態(tài)，以確保兩個電壓都高于它們各自的臨界值。如果VAA或者VCC低于UVLO臨界值，IRS2093的保護邏輯便會關閉LO和HO。結果，功率MOSFET將停止運作直至VAA和VCC超過它們的UVLO臨界值。

此外，為了達到最理想的音效，4通道音頻電路板設計把模擬和開關部分之間的線路阻抗和相互耦合降到最低，并確保模擬信號與開關級和電源接地分開。