無采樣保持運(yùn)放的12位流水線A/D轉(zhuǎn)換器

　　摘要: 設(shè)計(jì)了一個(gè)12 位200 MS/s中頻采樣的流水線ADC，將輸入信號(hào)采樣保持功能集成在第一級(jí)級(jí)電路中，從而省去了采樣保持運(yùn)算放大器電路(SHA-less)。設(shè)計(jì)了帶有占空比穩(wěn)定功能的時(shí)鐘延遲鎖相環(huán)電路(DLL)，同時(shí)有效控制采樣時(shí)鐘的抖動(dòng)保證高頻輸入信號(hào)的轉(zhuǎn)換性能。

　　關(guān)鍵詞: 流水線A/ D 轉(zhuǎn)換器; SHA-less; DLL; 增益自舉; 密勒補(bǔ)償 OTA; 片上參考驅(qū)動(dòng);動(dòng)態(tài)比較器

　　流水線ADC 的結(jié)構(gòu)

　　圖1 給出流水線ADC 的整體結(jié)構(gòu), 包括集成了輸入信號(hào)采樣保持功能的第一級(jí)級(jí)電路、具有占空比修正功能的延遲鎖相環(huán)時(shí)鐘產(chǎn)生電路、片上參考產(chǎn)生和驅(qū)動(dòng)電路、延時(shí)對(duì)準(zhǔn)寄存器陣列、LVDS輸出、SPI控制信號(hào)輸入接口以及其他輔助電路。為了降低功耗并減小由于采樣保持電路引入的噪聲和非線性，在第一級(jí)級(jí)電路中集成了高頻輸入信號(hào)采樣功能，去除了采樣保持運(yùn)放。同時(shí), 通過權(quán)衡可容忍的比較器失調(diào)電壓范圍、電容匹配精度要求、OTA設(shè)計(jì)難度、后級(jí)級(jí)電路噪聲衰減因子等各方面因素，采用2.5位/級(jí)電路結(jié)構(gòu),并通過相鄰級(jí)的冗余位錯(cuò)位相加來實(shí)現(xiàn)簡單的數(shù)字校準(zhǔn)功能。每級(jí)電路中都包括一個(gè)子ADC(sub ADC)、子DAC(sub DAC)、減法器和乘4放大器。其中, sub DAC、減法器和乘4放大器利用一個(gè)開關(guān)電容結(jié)構(gòu)的MDAC 模塊來實(shí)現(xiàn), 如圖1 中虛框所示。

　　無采樣保持放大器前端電路

　　通常,在ADC 中都采用一個(gè)內(nèi)嵌采樣保持放大器( SHA embedded) 的前端采樣網(wǎng)絡(luò)。SHA可以提供給后級(jí)電路一個(gè)建立后的固定電平使得子ADC 和MDAC 處理的是完全一致的輸入信號(hào)。但是，由于SH電路環(huán)路增益為1，運(yùn)放噪聲不經(jīng)增益衰減直接等效到輸入端，同時(shí)運(yùn)放需面對(duì)滿量程輸入信號(hào)，因此線性度受限。采樣保持放大器不僅消耗了大量的功耗(占整個(gè)ADC的20%至30%)，而且惡化了整個(gè)ADC的噪聲和線性度。為了減小由于采樣保持放大器引入的不利因素，采用了“SHA-less”的結(jié)構(gòu)，將采樣保持功能集成在第一級(jí)級(jí)電路中，去除了采樣保持放大器。但去除SHA 采樣網(wǎng)絡(luò)前端會(huì)帶來新的問題。當(dāng)高頻輸入信號(hào)到子ADC 與MDAC 之間的延時(shí)不同時(shí)，導(dǎo)致子ADC 和MDAC 處理的信號(hào)值存在偏差 , 當(dāng) 超過冗余位錯(cuò)位相加電路的可校正范圍時(shí),會(huì)引入諧波失真。因此保證兩個(gè)采樣路徑的一致性非常重要。

　　近年來無SHA( SHA-less)采樣網(wǎng)絡(luò)的電路結(jié)構(gòu)越來越多，通?？縈DAC和子ADC之間的RC延遲嚴(yán)格匹配來實(shí)現(xiàn)采樣電壓的同步 ，如圖2(a)所示。該結(jié)構(gòu)的不足之處在于在底板采樣時(shí)鐘SA1和SA2采樣結(jié)束后，從預(yù)放大到鎖存器確定比較結(jié)果需要一段時(shí)間。這段比較時(shí)間會(huì)縮短采樣時(shí)間如圖2(b)所示，或占用運(yùn)放建立時(shí)間如圖2(c)所示。采樣時(shí)間減小，在高頻輸入下會(huì)導(dǎo)致輸入信號(hào)跟蹤不完全而引入非線性;運(yùn)放建立時(shí)間縮短，要求運(yùn)放具有更快的建立速度，從而消耗更大的功耗，否則將導(dǎo)致運(yùn)放建立不完全而影響ADC整體性能。為了克服以上不足之處，本文提出了一種新的SHA-less電路方案，見圖3(a)。在嚴(yán)格匹配MDAC和子ADC之間的RC延遲的同時(shí)，通過采用高速寬帶動(dòng)態(tài)比較器及鎖存時(shí)鐘下降沿可調(diào)控制來實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)采樣的同步，時(shí)序關(guān)系如圖3(b)所示。MDAC在P1D下降沿采樣信號(hào)，子ADC在NP1D2的上升沿對(duì)輸入信號(hào)比較結(jié)果進(jìn)行鎖存，避免了采樣結(jié)束后比較器再進(jìn)行比較所需要的窄脈寬時(shí)鐘。兩個(gè)采樣路徑中RC的匹配可以保證輸入信號(hào)從輸入端到達(dá)MDAC運(yùn)放和子ADC比較器輸入端的延時(shí)相同，若預(yù)放大狀態(tài)下比較器的帶寬很大速度很快使得信號(hào)從比較器輸入到輸出延時(shí)足夠短，則兩個(gè)通路采樣的孔徑誤差可以控制在冗余數(shù)字位可校準(zhǔn)范圍內(nèi)。該方案的重點(diǎn)是：(1)動(dòng)態(tài)比較器帶寬足夠大使得信號(hào)延遲足夠短，即保證信號(hào)在兩個(gè)通路中的延遲一致;(2)在延遲一致的前提下，P1D時(shí)鐘下降沿與NP1D2的鎖存時(shí)鐘上升沿對(duì)齊，實(shí)現(xiàn)對(duì)同一輸入信號(hào)的采樣。高速比較器要提供大的帶寬需要消耗更多的電流，但該功耗與SHA相比仍占優(yōu)勢(shì)。為保證時(shí)鐘沿對(duì)齊，在MDAC采樣時(shí)鐘固定的情況下，鎖存時(shí)鐘上升沿通過SPI接口實(shí)現(xiàn)了可配置調(diào)節(jié)。運(yùn)用該方案仿真結(jié)果顯示在400MHz輸入信號(hào)下不考率采樣開關(guān)引入的非線性，孔徑誤差引入的電平差值仍能控制在可校準(zhǔn)范圍內(nèi)，達(dá)到SNDR為 73.4572dB,ENOB為 11.9098位及SFDR 為88.4529 dB的性能。