空時／頻編碼在OFDM系統(tǒng)中的應(yīng)用

　　3.2 基于梳狀導(dǎo)頻的信道估計

　　假設(shè)Np個導(dǎo)頻信號Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)被均勻地插入到要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)X(k)中，即N個子載波被分為Np組，每組含L=N／Np個子載波。

　　由式(8)容易看出，接收信號是Nt個發(fā)射天線發(fā)送信號的線性疊加，因此通常的LS頻域估計算法并不適用。合理設(shè)計各發(fā)射天線處的導(dǎo)頻，可將MIMO-OFDM信道估計問題轉(zhuǎn)換為SISO-OFDM信道估計問題，實現(xiàn)起來簡單而有效。

　　設(shè)對應(yīng)于每一發(fā)射天線的導(dǎo)頻數(shù)為Np，且滿足NpNT<N。下面在頻域和空域設(shè)計導(dǎo)頻，則能滿足不同天線導(dǎo)頻位置的互相正交，其中Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)表示第P個發(fā)射天線以載波P為起始位置、N／Np為間隔插入到每個OFDM符號中的導(dǎo)頻信號。

　　由圖1容易看出，對于某個特定的發(fā)射接收天線對，在導(dǎo)頻位置不會受到其他天線發(fā)射信號的影響，即不存在天線間的干擾，從而，MIMO信道估計就可以轉(zhuǎn)化為若干獨立SISO信道估計問題。采用上述導(dǎo)頻方案后，發(fā)射接收天線對(i，j)間導(dǎo)頻信道的頻率響應(yīng)LS估汁式為：

　　得到導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)后，其他載波位置的信道響應(yīng)就可以通過對相鄰導(dǎo)頻信道的頻率信道進行內(nèi)插來獲得。

　　4 仿真分析

　　本文利用Matlab軟件對箅法進行仿真。仿真采取雙發(fā)單收的空時和空頻分組碼模式，OFDM系統(tǒng)帶寬設(shè)定為800 kHz，子載波數(shù)日100，為了消除由多徑引起的符號問干擾(ISI)，系統(tǒng)引入了循環(huán)前綴CP，其長度為40 μs，加上OFDM符號周期160μs，一個OFDM符號總長度為200μs。仿真使用六徑瑞利衰落信道，多徑時延設(shè)為[2 3 4 5 9 13]，信道Doppler效應(yīng)采用Jakes模型構(gòu)建，Doppler頻移fD=200 Hz，并且不同發(fā)射接收天線對的信道衰落獨立同分布，子載波分別使用QPSK和16QAM調(diào)制方式。

　　圖2是STBC-OFDM通信系統(tǒng)(2×1)和僅OFDM通信系統(tǒng)分別在QPSK調(diào)制方式下的誤碼率性能曲線。圖3是在相同條件下采用16QAM調(diào)制方式，單天線OFDM、STBC-OFDM和SFBC-OFDM的誤碼率曲線。

　　仿真結(jié)果表明，與僅OFDM的通信系統(tǒng)相比，采用STBC和SFBC發(fā)射分集的OFDM系統(tǒng)的誤碼性能有顯著提高。從圖3可以看出SFBC誤碼率低于STBC誤碼率，由于STBC解碼時，假設(shè)在鄰近幾個OFDM符號周期內(nèi)，信道傳輸矩陣近似不變，而在SFBC解碼時只是假設(shè)在一個OFDM符號內(nèi)鄰近幾個子載波的時刻，信道傳輸矩陣近似不變。因此，在快衰落信道中，SFBC比STBC性能更加優(yōu)越。另外，從圖2、3還可看到不同映射方式的優(yōu)劣，存BER為10-2時，采用QPSK映射方式估計需要的SNR為11，采用16QAM映射方式需要的SNR為18 dB，既QPSK優(yōu)于16QAM。因為在信號的平均功率相同的條件下，相鄰星座點之間的最小距離越大，抵抗噪聲等十擾的能力越強。顯然，QPSK星座點之間的最小距離大于16QAM情況的最大距離，因而在QPSK中判錯的可能性也最小。

　　5 結(jié)束語

　　空時編碼和空頻編碼應(yīng)用于OFDM通信系統(tǒng)后，在降低解碼復(fù)雜度的同時，使系統(tǒng)性能獲得很大的提高，采用STBC和SFBC發(fā)送分集技術(shù)，能有效改善移動通信系統(tǒng)的性能，克服頻率選擇性哀落，降低誤碼率，提高分集增益。同時，信道估計對于采用空時／頻編碼的MTMO-OFDM系統(tǒng)至關(guān)重要，本文進行信道估計時，采用的正交性導(dǎo)頻沒計大大降低了計算復(fù)雜度，實現(xiàn)簡單。