一種大功率LED照明驅(qū)動電源的設(shè)計與研究

　　1 驅(qū)動電源整體結(jié)構(gòu)

　　本文設(shè)計的大功率LED驅(qū)動電源采用兩級結(jié)構(gòu)。市電220V交流電經(jīng)過整流濾波電路后，進入前級的有源功率因數(shù)校正(APFC)電路，輸出穩(wěn)定的直流后，通過后級的單端反激變換電路進行降壓，實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)恒功率控制[1-2]，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

　　2 功率因數(shù)校正電路

　　本設(shè)計采用ST公司的控制器L6561，原理圖如圖2所示。

　　2.1 輸入電容的選擇

　　輸入高頻濾波電容Cin可減弱高頻電感電流漣路產(chǎn)生的切換噪聲。如取較大的值有助于減弱噪音，改善EMI，但會使功率因數(shù)和電流諧波變差，尤其在高輸入電壓和輕載時[3]。另一方面，小的Cin值，有助于提高功率因數(shù)和減小輸入電流畸變，但需要更大的EMI濾波器，會增加輸入整流橋前面的功率損耗。因此需要在兩者間權(quán)衡考慮，這里選用標稱值0.47μF、耐壓值400V的CBB電容。

　　2.2 輸出電容的選擇

　　輸出電容要根據(jù)輸出電壓的大小、最大允許過電壓值的大小、輸出功率和期望的電壓紋波率來選擇。整流后的電壓紋波大小與電容的等效阻抗和電容的峰值電流有關(guān)，使用低ESR值的電容器，電容的容抗會比較好，因此其電容值為

　　計算得到Co要大于等于23.87μF。

　　啟動時間也做出要求，Co要在允許的最大壓降時間內(nèi)傳遞所需的輸出功率需求。由于同時要滿足保持時間30ms的要求，需對電容值再次進行計算。

注意輸出電容容量的典型值與輸出功率有關(guān)。由

　　計算得到Co為102.9μF。

　　因電容器的電容量存在誤差，還需要考慮降額使用。在此設(shè)計中降額20%，故選用標稱值150μF、耐壓值420V的電解電容。

　　2.3 功率MOSFET的選擇

　　選擇MOSFET的主要參考依據(jù)是導通電阻RDSon，針對功率因數(shù)校正技術(shù)的應(yīng)用，開關(guān)管的耐壓是由過壓允許值以及輸出電壓決定的，它所能承受的最大電壓出現(xiàn)在開關(guān)管的關(guān)斷時刻，大約為電源額定直流的輸出電壓值[4]。在選用開關(guān)管時，它的耐壓規(guī)格最好留出20%的電壓裕量，因此本設(shè)計中采用的開關(guān)管源漏極承受電壓為VDSS≥1.2V0=480V。流過MOSFET的最大平均電流為

　　從而求得IQrms=1.26A，選用Infineon公司的20N60S5。

　　2.4 控制電路部分的設(shè)計

　　2.4.1 電壓反饋環(huán)路設(shè)計

　　電壓反饋是通過芯片INV腳引入的。連接到放大器E/A的反向輸入端OVP電路，升壓后的輸出電壓通過一個電阻分壓網(wǎng)絡(luò)聯(lián)接到此引腳。內(nèi)部E/A之非反向輸入端有2.5V的參考電壓，OVP保護觸發(fā)電流為40μA。RoutH、RoutL按下式選擇：

　,

　　計算可得RoutH=1000kΩ，RoutL=6.3kΩ，在此采用2個560kΩ的電阻R34、R35串聯(lián)作為RoutH，采用7.5kΩ的電阻R32作為RoutL。

　　2.4.2 電流采樣電阻的選擇

　　電流檢測比較器的反向輸入端，通過L6561芯片的CS引腳，可檢測流過電感的瞬間電流大小，并藉由外部檢測電阻RS轉(zhuǎn)換成電壓值。一旦這個值達到了乘法器輸?shù)某鰳O限值，PWM的栓鎖就被重置、MOSFET就被關(guān)閉。在PWM栓鎖還未被ZCD訊號設(shè)定之前，MOSFET都會在關(guān)閉的狀態(tài)。感測電阻值RS的大小由下式計算：

　　PWM比較器反向輸入端的箝位二極管把輸入電壓最大箝位限制在1.8V，因此RS不能大于0.488Ω，取RS為R10= 0.39Ω。

　　2.4.3 乘法器分壓電阻的選擇

　　管腳3是乘法器的第二個輸入端;整流后的電壓通過一個電阻分壓網(wǎng)絡(luò)連接到此引腳，以獲得一個正弦波的參考電壓信號[5]。乘法器可由以下關(guān)系描述：

　　一個完整的描述如圖3所示。它描述了乘法器的典型參數(shù)特性，VMULT從0到3V、VCS從0到1.6V時可以保證乘法器操作于線性區(qū)域;而在特性曲線族中，最大斜率值()至少為1.65?；谶@個考慮，可以按以下方法設(shè)定乘法器的適當工作點。

　　首先要確定VMULT的峰值VMULTpkx，這個值在線電壓最大時出現(xiàn)，應(yīng)保證這個值為3V或接近3V，并且在寬電壓輸入范圍，而在單電壓輸入時，可以取小一點的值。最小值出現(xiàn)在輸入線電壓最低時，表示如下：

　　此值乘以固定的斜率△VCS/△VMULT，將得到乘法器的最大峰值輸出電壓VXCSpk=1.65VMULTpkx。如果VXCSpk超過電流檢測線性限制值1.6V，則需選擇一個更低的VMULTpkx并重新計算。用這種計算方式，電阻的比值為：

　　這里VMULTpkx取最大值3V，計算得到(R33+R36)/R31=112.1，我們?nèi)31=10kΩ，R33=560kΩ，R36=560kΩ。

　　3 單端反激恒流電路

　　本設(shè)計采用單端反激式變換器，使用On-Bright(昂寶)公司OB2269芯片[6]。反激式變換器電路的原理圖設(shè)計如圖4所示。

　　3.1 變壓器的設(shè)計

　　設(shè)計反激式變壓器，就是要讓反激式開關(guān)電源工作在一個合理工作點，使其發(fā)熱量盡量少[7-8]。

　　首先設(shè)定變壓器的原邊感應(yīng)電壓值VR，它決定了電源的占空比。這里設(shè)定VR為200V，開關(guān)頻率f=60kHz。開關(guān)管開通時，原邊相當于一個電感，其兩端加上電壓后，電流呈線性上升，有：I升=Vs•Ton/L,其中VS為原邊輸入電壓，L為原邊電感量，Ton為開關(guān)開通時間。開關(guān)管斷開時，原邊電感放電，電感電流下降，有：I降=VR•Toff/L，其中Toff為開關(guān)關(guān)斷時間。

　　由于每個周期原邊電感電流不變，即I升=I降，因此有Vs•Ton/L=VR•Toff/L。引入占空比D代替Ton，用(1-D)代替Toff，得到D=VR/(VR+VS)。計算求得D=0.333。同時求得開關(guān)開通時間為Ton=D•T= D/f=5.56×10-6s。

　　這里選用PC44材質(zhì)的PQ3220型鐵氧體磁芯，該磁芯截面積Ae=170mm2，窗口面積Aw=80.8mm2。ΔBm的值一般是0.1到0.3之間，取得越小，變壓器的鐵損越小，但相應(yīng)變壓器的體積會大些。這里ΔBm取0.3T，代入求得原邊線圈的匝數(shù)為NP=43.57，這里取44匝。電流的平均值為I=P0/(η•Vs) =0.3A，峰值電流Ip=I/[(1-0.5KRP)•D]，KRP是最大脈動電流和峰值電流的比值，取值范圍在0到1之間。這里為了計算方便，取KRP=1，計算得IP=1.8A，則原邊電感值Lp=Vs•Ton/(Ip•KRP)=1.23mH。

　　反激電源輸出電壓為36V，副邊線圈輸出的電壓為輸出電壓VO再加上整流管的壓降VF，VF壓降約為0.6V。由于變壓器線圈匝數(shù)和電壓成正比，因此副邊線圈匝數(shù)為

　　求得NS=8.29，取9匝。兩個輔助繞組，一個用于輸出端恒流芯片供電，一個用于去磁檢測，取兩個輔助繞組的輸出電壓為15V，其匝數(shù)均為：NA=15×Ns/(Vo+VF)。計算NA=3.69，取4匝。

　　變壓器繞制，初級線圈采用0.4mm漆包線，次級繞組及兩個輔助繞組采用0.3mm漆包線，為降低集膚效應(yīng)影響，都采用3股并繞法。繞線占用窗口面積為20.19mm2，小于PQ3230型鐵氧體磁芯的窗口面積，因此線圈繞制合理。變壓器需開氣隙為：Ig=4π×10-7•Np•Ag/Lp=0.34mm。

　　3.2 開關(guān)管的選擇

　　開關(guān)管承受最大電壓有PFC輸入電壓、原邊感應(yīng)電壓和開關(guān)管關(guān)斷時初級線圈沖擊電壓，電壓之和約為638V。開關(guān)管開通延遲與關(guān)斷延遲時間都要盡可能短，以提高開關(guān)速度，避免造成無謂損耗?？紤]裕量和開關(guān)管損耗，在此選用Infineon公司的20N60S5。

　　3.3 恒流限壓控制電路的設(shè)計

　　限壓控制方面，選用德州儀器公司生產(chǎn)的三端可調(diào)分流基準源TL431A。在應(yīng)用中要選擇傳輸系數(shù)和耐壓較高的光電耦合器，選用型號為PC817的光耦器。另外需通過R16、R17、R18對TL431A進行分壓，分別取R16=3kΩ、R17=100kΩ、R18=39kΩ，計算能得到穩(wěn)定時V1=36V，符合條件。恒流控制方面，選用型號為LM358的運算放大器。

　　在設(shè)計中使用阻值為0.05Ω的電阻R2在輸出端作為電流采樣電阻。電流反饋信號通過LM358、二極管D6和光電耦合器PC817反饋至OB2269的2腳FB端，再通過OB2269芯片控制輸出電壓，實現(xiàn)輸出電流穩(wěn)定在3A。

　　4 實驗測試數(shù)據(jù)及分析

　　在完成電路調(diào)試和驅(qū)動電源的制作后，采用功率電阻模擬負載的方式，對電源樣機的實際工作情況進行了實驗測試。電源在不同輸入電壓條件下負載工作時所測得的數(shù)據(jù)如表1所示。從表中數(shù)據(jù)可以看出，在100到240V的寬輸入電壓范圍內(nèi)，輸出電流均保持在3A左右，達到恒流輸出的效果。

　　電源在不同負載條件下工作時所測得的數(shù)據(jù)如表2所示。數(shù)據(jù)表明，電源效率及功率因數(shù)隨負載增加而上升。在滿負載的情況下，驅(qū)動電源樣機的功率因數(shù)達到96.9%，效率能達到86.75%，基本符合大功率LED照明系統(tǒng)對驅(qū)動電源的要求。

　　5 結(jié)論

　　本文從功率因數(shù)校正和變換器及其拓撲結(jié)構(gòu)上進行了討論分析，設(shè)計出一款有源功率因素校正的單端反激變換大功率LED驅(qū)動電源，通過測試驅(qū)動電源的功率因數(shù)和效率，給出實驗結(jié)果并進行分析，驗證本文所述理論的正確性。