6kV逆變器滯環(huán)調(diào)制與單極性SPWM倍頻調(diào)制的比較

摘要：分析了電流型滯環(huán)調(diào)制和單極性SPWM倍頻調(diào)制逆變器的原理，然后討論了兩種調(diào)制方式下輸出濾波器的設(shè)計，并在此基礎(chǔ)上制作了兩臺6kV%26;#183;A逆變器樣機(jī)并給出了輸出波形和輸出THD。通過理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知電流型滯環(huán)調(diào)制的逆變器穩(wěn)定性要優(yōu)于SPWM調(diào)制的逆變器，但要獲得相近的輸出THD值，前者所需要的輸出濾波器要遠(yuǎn)大于后者。 關(guān)鍵詞：逆變器；單極性SPWM調(diào)制；滯環(huán)調(diào)制；比較 引言 逆變器主電路是一個開關(guān)式大功率放大器，逆變過程的實(shí)質(zhì)是模－數(shù)－模的變化過程，它包括模－數(shù)和數(shù)－模兩個變換，分別對應(yīng)于數(shù)字通信技術(shù)中的調(diào)制編碼與解調(diào)兩個過程[1]。SPWM調(diào)制與滯環(huán)調(diào)制是目前逆變器中最常見的兩種調(diào)制方式，它們分別從數(shù)字通信的脈寬調(diào)制和Delta調(diào)制發(fā)展而來。通信中調(diào)制的目的是為了遠(yuǎn)距離傳輸信號，而在電力電子裝置中則是為了減小系統(tǒng)的體積、提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)和降低輸出諧波含量。在逆變器的輸出端需要并聯(lián)輸出濾波器，它相當(dāng)于數(shù)字通信技術(shù)中的解調(diào)環(huán)節(jié)，其作用是濾除輸出波形中無用的高次諧波。通過這兩個環(huán)節(jié)，就實(shí)現(xiàn)了對基準(zhǔn)波的功率放大。 文獻(xiàn)[2]對SPWM調(diào)制和滯環(huán)調(diào)制做了仿真和實(shí)驗(yàn)分析。文獻(xiàn)[3]討論了6kV%26;#183;A電流滯環(huán)調(diào)制逆變器的研制并給出了輸出波形。本文則從調(diào)制原理、系統(tǒng)的輸出濾波器設(shè)計和最終輸出波形THD等方面對兩臺分別采用電流滯環(huán)調(diào)制和電流型單極性SPWM調(diào)制的6kV%26;#183;A單相逆變器實(shí)際系統(tǒng)進(jìn)行了研究和比較。 1 主電路與電壓電流雙環(huán)反饋控制 圖1為逆變器主電路和控制系統(tǒng)的框圖，主電路采用了全橋結(jié)構(gòu)，輸出端連接了LC濾波器濾除高次諧波。兩個電路在控制上均采用了輸出電壓和電感電流雙環(huán)控制，這種控制方式在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時還具有良好的動態(tài)特性與輸出限流的特性。從圖1可以看出，SPWM調(diào)制的逆變器和滯環(huán)調(diào)制的逆變器，除了調(diào)制器部分不同外，其余部分的電路在結(jié)構(gòu)上完全相同，只是在參數(shù)上有所不同。因此，這兩個系統(tǒng)在輸出特性以及輸出濾波器上的差異基本上可以認(rèn)為是由這兩種不同的調(diào)制方式所決定的。兩個系統(tǒng)的輸入均為DC380V，輸出均為220V/50Hz，輸出功率為6kV%26;#183;A。 圖1 逆變器主電路與控制系統(tǒng)框圖 2 兩種調(diào)制方式原理 2.1 SPWM調(diào)制原理 單極性SPWM調(diào)制又分為非倍頻和倍頻兩種方式，本文所討論的SPWM調(diào)制的逆變器采用的是倍頻方式，它在不改變開關(guān)管工作頻率的情況下，通過對門級脈沖控制，可以使得輸出波形中最低次諧波頻率是開關(guān)頻率的2倍，從而可以減小濾波器的體積。圖2是這種調(diào)制方法的原理。 在電流型單極性SPWM倍頻調(diào)制中包含有兩個載波信號ic1和ic2，且有 ic1=－ic2 （1） 調(diào)制信號ig與ic1與交截產(chǎn)生ug1與ug2信號，控制S1與S2的開關(guān)，ig與ic2交截產(chǎn)生ug3與ug4信號，控制S3與S4的開關(guān)。這種調(diào)制方式的實(shí)質(zhì)是將一個全橋變換器拆分成兩個半橋變換器，分別用兩個相位相反的正弦波進(jìn)行調(diào)制后得到的信號去控制它們（在這里采用的是載波ic1反相，等價于將ig反相），這樣兩個橋臂輸出的基波就為帶相同直流偏置、幅值相等且相位相反的正弦波，將這兩個輸出相減再濾除高頻分量，就得到了標(biāo)準(zhǔn)的正弦輸出波形。 2.2 滯環(huán)調(diào)制原理 三態(tài)滯環(huán)調(diào)制是從基本的Delta調(diào)制發(fā)展而來，圖3是它的調(diào)制原理。 滯環(huán)調(diào)制沒有單獨(dú)的載波信號，而是將輸出信號通過反饋網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個斜坡函數(shù)iLf做為載波。h為滯環(huán)寬度，當(dāng)iLfig＋h時，S2及S3導(dǎo)通，iLf下降，uab=－Uin；當(dāng)ig－h(huán) 在單極性SPWM倍頻調(diào)制下，ua與ub兩點(diǎn)的電壓波形是單極性SPWM脈沖，其占空比 D=uo/Uin （3） 所以，可得電感電流紋波的表達(dá)式為 由式（4）可知，當(dāng)uo=1/2Uin時，電感電流紋波最大，且 實(shí)際電路中取電感值為0.5mH。 電路中電容的作用是和電感一起構(gòu)成一個低通濾波器，因此，在電感值確定后，就可以根據(jù)L濾波器的截止頻率來確定電容C的值。由于SPWM倍頻調(diào)制方式下，輸出諧波為開關(guān)頻率2倍及以上的高次諧波，所以可以取截止頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即 實(shí)際電路中，由于器件的非理想特性、基準(zhǔn)波也非標(biāo)準(zhǔn)的正弦波以及死區(qū)對輸出波形的影響，所以，輸出波形中還包含有一定的低次諧波，C的取值必須大一些，以對這些低次諧波有一定的抑制作用，最終取電容值為16μF。 3.2 滯環(huán)調(diào)制下濾波器的設(shè)計 滯環(huán)調(diào)制下輸出濾波器的設(shè)計和單極性SPWM倍頻調(diào)制下有很大的不同。首先，滯環(huán)調(diào)制中電感電流的紋波是由滯環(huán)寬度h所決定，用電感電流的最大紋波值來確定電感值的方法并不適用。其次，滯環(huán)調(diào)制下由于開關(guān)頻率并不固定，其輸出電壓波形諧波分布廣且不含有特定頻率的諧波[3]，所以，與單極性SPWM調(diào)制下根據(jù)器件開關(guān)頻率設(shè)定輸出濾波器的截止頻率不同，其輸出濾波器的截止頻率應(yīng)該根據(jù)輸出的基波頻率來設(shè)定。本文中逆變器的輸出頻率為50Hz，取輸出濾波器的截止頻率為輸出頻率的10倍即500Hz，可得 從式（9）可以確定L和C的乘積值，再進(jìn)一步確定L和C的取值則多依賴于工程經(jīng)驗(yàn)進(jìn)行綜合考慮。如果L值過大將使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)太慢，甚至使得電感電流追蹤不上ig的變化導(dǎo)致系統(tǒng)失調(diào)；L值過小則會增加輸出的脈動，增大損耗。C值越大輸出電壓的THD就越好，但同時也會增大逆變器的無功電流，增大損耗。工程中一般可以根據(jù)在剪切頻率附近使得 ωL≈1/ωC （10） 來確定L和C的取值。 根據(jù)式（9）和式（10），最終實(shí)際系統(tǒng)中取L為1mH，C為80μF。 3.3 輸出波形與THD 圖4和圖5是兩種調(diào)制方式下6kV%26;#183;A逆變器在阻性負(fù)載下的滿載輸出波形，表1則是使用功率分析儀測得逆變器在空載、半載和滿載情況下輸出THD值，可見SPWM調(diào)制方式下的輸出THD要明顯好于電流滯環(huán)調(diào)制方式下的輸出THD值。 表1 兩種調(diào)制方式下空載與滿載輸出THD值 負(fù)載 滯環(huán)調(diào)制 SPWM倍頻調(diào)制 有效值/V THD/％ 有效值/V THD/％ 空載 221.1 1.0 222.1 0.6 半載 219.8 1.2 219.8 0.7 滿載 217.8 1.3 218.3 0.7 4 結(jié)語 綜上所述，電流滯環(huán)調(diào)制作為一種非線性的調(diào)制方式，和SPWM倍頻調(diào)制相比，它具有穩(wěn)定性強(qiáng)和動態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)。但滯環(huán)調(diào)制的逆變器輸出波形諧波分布廣，這使得濾波器的設(shè)計困難，在相同的功率等級下，盡管使用了大得多的濾波器，滯環(huán)調(diào)制逆變器輸出波形THD值仍達(dá)到接近兩倍SPWM倍頻調(diào)制逆變器輸出波形THD的值。同時也由于諧波頻率豐富，滯環(huán)調(diào)制的輸出濾波器的工作噪聲也要比SPWM倍頻控制大得多。所以，從改善輸出波形和減小濾波器體積和噪聲角度考慮，SPWM倍頻調(diào)制顯然是更好的選擇。