實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電壓跟蹤及MPPT的電流跟蹤控制方案

4 基于ADRC的并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)

并網(wǎng)逆變器的控制目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)正弦電流輸出和相位控制，使逆變器工作在單位功率因數(shù)并網(wǎng)模式或無功補(bǔ)償模式。常見的電流控制方法有PID控制，但其對(duì)正弦參考量難以消除穩(wěn)態(tài)誤差。為了解決該問題，采用ADRC實(shí)現(xiàn)了正弦電流控制的零穩(wěn)態(tài)誤差，并在快速性與穩(wěn)定性上優(yōu)于常規(guī)PID控制器性能。
基于ADRC的光伏逆變器電流跟蹤控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。由于開關(guān)頻率(10 kHz)遠(yuǎn)高于電網(wǎng)頻率，因此為了便于分析，忽略開關(guān)動(dòng)作對(duì)系統(tǒng)的影響，將SVPWM逆變單元近似為一慣性環(huán)節(jié)。濾波環(huán)節(jié)中，R為電感L的串聯(lián)等效電阻，ug為電網(wǎng)電壓，i*為與電網(wǎng)電壓同頻同相的并網(wǎng)電流參考信號(hào)。反饋信號(hào)從逆變器的輸出接入，經(jīng)ADRC進(jìn)行參數(shù)調(diào)整，得到與參考指令相比較的信號(hào)，進(jìn)而送入逆變器進(jìn)行控制。

基于ADRC的光伏逆變器電流跟蹤控制數(shù)學(xué)模型如圖5所示，其輸出電流的傳遞函數(shù)I=AI*-A(ugrid+其他擾動(dòng)μ)，其中A=Gpi(s)Ginv(s)／[sL+R+Gpi(s)Ginv(s)]，Gpi(s)=(Kps+Ki)／s，Ginv(s)=KPWM／(TPWMs+1)?？梢姡孀兤鞯妮敵鲭娏髋c參考電流、電網(wǎng)電壓有關(guān)，采用ADRC閉環(huán)控制，能夠抑制來自包括電網(wǎng)及其他方面的擾動(dòng)。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

采用仿真軟件Matlab／Simulink對(duì)上述控制策略進(jìn)行系統(tǒng)仿真，得到ADRC的整定參數(shù)，設(shè)計(jì)硬件電路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，采樣頻率10 kHz，電路參數(shù)為：L=1．5 mH；C=470μF；額定輸入峰值電壓為160 V；開關(guān)頻率為10 kHz；電流參考指令峰值為50 A。由仿真可知，采用ADRC實(shí)現(xiàn)電流跟蹤控制能達(dá)到預(yù)定效果，且電流波質(zhì)量良好，諧波含量低。

以TMS320LF2812型DSP為基礎(chǔ)，驗(yàn)證了自抗擾控制系統(tǒng)的性能，并網(wǎng)逆變器自抗擾電流跟蹤控制硬件框圖如圖6所示。ADRC參數(shù)的整定和相應(yīng)的控制逆變器開關(guān)算法通過軟件實(shí)現(xiàn)。

圖7a，b分別為采用傳統(tǒng)控制方案和ADRC控制的并網(wǎng)電壓、電流波形，圖7c為穩(wěn)定狀態(tài)下ADRC控制系統(tǒng)的電壓、電流波形。

可見，由于采用ADRC控制，其ESO將來自系統(tǒng)內(nèi)部或外部的各種因素都?xì)w結(jié)為對(duì)系統(tǒng)的擾動(dòng)并對(duì)其進(jìn)行抑制，穩(wěn)態(tài)下，其性能明顯優(yōu)于普通的PID控制器。在啟動(dòng)階段，ADRC能快速進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)且超調(diào)小。在實(shí)際并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，能夠減小對(duì)電網(wǎng)的沖擊，有利于并網(wǎng)的實(shí)現(xiàn)。

6 結(jié)論

應(yīng)用ADRC實(shí)現(xiàn)了光伏并網(wǎng)逆變器的電流跟蹤控制。該控制策略能夠?qū)?nèi)外擾動(dòng)進(jìn)行觀測和補(bǔ)償，使得系統(tǒng)在參數(shù)變化和負(fù)載擾動(dòng)時(shí)，仍能得到期望性能，具有較強(qiáng)的魯棒性。從系統(tǒng)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析，所提出的控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電流為正弦，且與電網(wǎng)側(cè)相位相同，與常規(guī)控制策略相比，具有超調(diào)小，響應(yīng)速度快等優(yōu)點(diǎn)。