無(wú)功電流檢測(cè)方法對(duì)比分析

2 基于ANN理論自適應(yīng)檢測(cè)諧波電流的原理

自適應(yīng)噪聲抵消法可以把信號(hào)s(t)和加性噪聲n(t)分離開來，原理如圖2所示。系統(tǒng)的輸入信號(hào)包括原始輸入s(t)＋n(t)和參考輸入n′(t)。參考輸入n′(t)經(jīng)自適應(yīng)濾波器調(diào)整后的輸出為y(t)。s(t)和n(t)不相關(guān)，和n′(t)也不相關(guān)，但是n(t)和n′(t)具有相關(guān)性。當(dāng)y(t)在最小均方誤差意義下最接近主通道噪聲n(t)時(shí)，n(t)得到了最佳抑制。此時(shí)，系統(tǒng)輸出z(t)在最小均方誤差意義下也最接近信號(hào)s(t)，從而把信號(hào)s(t)檢測(cè)出來。這里，z(t)同時(shí)作為誤差反饋信號(hào)e(t)用來調(diào)整自適應(yīng)濾波器的參數(shù)。自適應(yīng)噪聲抵消法只需要很少或根本不需要任何關(guān)于信號(hào)和噪聲的先驗(yàn)統(tǒng)計(jì)知識(shí)，就可以從混合信號(hào)中檢測(cè)出所需要的信號(hào)。

基于上述自適應(yīng)噪聲抵消法原理，便可得到如圖3所示的自適應(yīng)噪聲抵消法檢測(cè)諧波電流的原理圖。設(shè)單相電路的電源電壓us=Umsinωt，則非線性負(fù)載的周期非正弦電流可以用傅立葉級(jí)數(shù)展開為

式中：i1(t)及in(t)分別為基波電流和n次諧波電流。

可以把它們進(jìn)一步分解為正弦和余弦兩部分：

i1(t)=I1cosφ1sinωt＋I(xiàn)1sinφ1cosωt=i1p(t)＋i1q(t)

in(t)=Incosφnsinnωt＋I(xiàn)nsinφncosnωt=ins(t)＋inc(t) n>1 （8）

式中：i1p(t)及i1q(t)分別為基波有功電流和基波無(wú)功電流；

ins(t)及inc(t)分別為n次諧波的正弦和余弦分量。

用自適應(yīng)噪聲抵消法進(jìn)行諧波檢測(cè)，取iL作為原始輸入，若將i=i1＋i2＋……in看作“噪聲干擾電流”，則其他更高次諧波的總電流ih就是需要檢測(cè)的“信號(hào)”，i和ih不相關(guān)；取sinωt,cosωt以及它們的2、3、……、n次等倍頻諧波作為參考輸入，它們和i對(duì)應(yīng)的各次正弦和余弦分量分別相關(guān)，而和ih不相關(guān)?？梢钥闯觯鲜鰲l件滿足自適應(yīng)噪聲抵消法的要求，當(dāng)選用適當(dāng)?shù)亩嗦纷赃m應(yīng)濾波器并采用最小均方算法后，可以通過多路自適應(yīng)濾波器得到“噪聲干擾電流”i的各分量以及“信號(hào)”ih的最小均方誤差意義下的最佳逼近值。從上述分析可以看出：

1）檢測(cè)總諧波電流只取sinωt，cosωt作為參考輸入，ANN學(xué)習(xí)完成之后，系統(tǒng)的輸出z(t)即為總諧波電流。

2）檢測(cè)奇次諧波電流取sinωt，cosωt以及

sin(2k＋1)ωt，cos(2k＋1)ωt(3?2k＋1?n，k為

正整數(shù))等作為參考輸入，ANN學(xué)習(xí)完成之后i2k＋1=w(2k＋1)s×sin(2k＋1)ωt＋w(2k＋1)c×

cos(2k＋1)ωt，就是對(duì)應(yīng)的奇次諧波電流的值。

3）檢測(cè)偶次諧波電流取sinωt，cosωt以及sin2kωt，cos2kωt(2≤2k≤n,k為正整數(shù))等作為參考輸入，ANN學(xué)習(xí)完成之后i2k(t)=w2ks×sin2kωt＋w2kc×cos2kωt，就是對(duì)應(yīng)的偶次諧波電流的值。

3 基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的畸變電流瞬時(shí)檢測(cè)方法

瞬時(shí)無(wú)功功率理論[1]的基本思路是將abc三相系統(tǒng)電壓、電流轉(zhuǎn)換成αβο坐標(biāo)系上的矢量，將電壓、電流矢量的點(diǎn)積定義為瞬時(shí)有功功率；將電壓、電流矢量的叉積定義為瞬時(shí)無(wú)功功率，然后再將這些功率逆變?yōu)槿嘌a(bǔ)償電流。瞬時(shí)無(wú)功功率理論突破了傳統(tǒng)功率理論在“平均值”基礎(chǔ)上的功率定義，使諧波及無(wú)功電流的實(shí)時(shí)檢測(cè)成為可能。該方法對(duì)于三相平衡系統(tǒng)的瞬變電流檢測(cè)具有較好的實(shí)時(shí)性，有利于系統(tǒng)的快速控制，可以獲得較好的補(bǔ)償效果。但該方法對(duì)于三相不平衡負(fù)荷所產(chǎn)生的無(wú)功和諧波電流，補(bǔ)償效果則不理想，且只適用于三相系統(tǒng)，不能用于單相系統(tǒng)。

3.1 開環(huán)檢測(cè)方案

基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的諧波及無(wú)功電流開環(huán)檢測(cè)方案[2]如圖4所示。

圖4中，LPF為低通濾波器，變換矩陣C3s/2r為三相靜止坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（dq坐標(biāo)系）的變換陣。在諧波及無(wú)功電流的檢測(cè)系統(tǒng)中，首先檢測(cè)基波有功電流，然后從三相負(fù)載電流中減去基波有功電流，從而獲得諧波及無(wú)功電流。根據(jù)瞬時(shí)無(wú)功功率理論，可以推導(dǎo)如下結(jié)論[3][4]：三相負(fù)載電流經(jīng)過dq變換，得到有功電流ip和無(wú)功電流iq（圖4中未畫出）?；ㄓ泄﹄娏髟赿q坐標(biāo)系下表現(xiàn)為電流ip中的直流分量。在dq坐標(biāo)系下，將有功電流ip進(jìn)行低通濾波得到直流分量，經(jīng)過dq反變換可以得到基波有功電流。上述檢測(cè)方案具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、實(shí)時(shí)性好的優(yōu)點(diǎn)。但是，由于電路采用開環(huán)結(jié)構(gòu)，檢測(cè)系統(tǒng)魯棒性較差，需要采用高精度模擬乘法器[5]。

3.2 閉環(huán)檢測(cè)方案