ADC不可忽略的交調失真因素

　　二階和三階交調截點的概念對ADC無效，因為，在這種情況下，失真積的變化不可預測（作為信號幅度的函數）。ADC并不是逐漸開始壓縮接近滿量程的信號 （不存在1dB壓縮點）;一旦信號超過ADC輸入范圍，ADC就會充當硬限幅器，從而因削波而突然產生數量極大的失真。另一方面，對于遠遠低于滿量程的信號，失真底保持相對穩(wěn)定，不受信號電平影響，如圖3所示。

　　圖3中的IMD曲線分為三個區(qū)域。對于低電平輸入信號，IMD積保持相對穩(wěn)定，不受信號電平的影響。這就意味著，當輸入信號增加1dB時，該信號與IMD電平的比值也會增加1dB.

　　當輸入信號處于ADC滿量程范圍的幾dB之內時，IMD可能開始增加（但在設計優(yōu)良的ADC中可能不會如此）。出現(xiàn)這種現(xiàn)象的確切電平取決于具體的 ADC--有些ADC在其滿量程輸入范圍內，其IMD積不會顯著增大，但多數ADC會。當輸入信號繼續(xù)增加并超過滿量程范圍時，ADC應充當理想的限幅器，IMD積將變得非常大。出于對此類原因的考慮，ADC并無二階和三階IMD交調截點額定值。需要注意的是，DAC實際上存在同樣的情況。在兩種情況下，單音或多音SFDR（無雜散動態(tài)范圍）額定值是廣受認可的數據轉換器失真性能的衡量指標。

　　多音無雜散動態(tài)范圍

　　通信應用通常需要測量雙音和多音SFDR.信號音數量越多，越接近蜂窩電話系統(tǒng)（如AMPS或GSM）的寬帶頻譜。圖4所示為AD944414位80-MSPSADC的雙音交調性能。兩個輸入音的頻率分別為69.3MHz和70.3MHz，位于第二奈奎斯特區(qū)。

　　因此，混疊音出現(xiàn)在9.7MHz和10.7MHz，位于第一奈奎斯特區(qū)。圖4同時顯示了所有混疊IMD積的位置。高SFDR會增強接收器在有大信號時捕獲小信號的能力，并防止小信號被大信號的交調積掩蓋。圖5所示為AD9444雙音SFDR（為輸入信號幅度的函數），其中，兩個音的輸入頻率相同。

　　總結

　　交調失真（IMD2、IMD3）和交調截點（IP2、IP3）是混頻器、LNA、增益模塊、放大器等射頻元件的常用規(guī)格參數。通過冪級數展開來模擬這些器件的非線性度，可以基于交調截點IP2和IP3來預測各種信號幅度的失真電平。與放大器和混頻器不同，ADC失真（尤其是低電平信號）并不適用簡單的冪級數展開模型，因此，交調截點IP2和IP3無法用于預測失真性能。另外，當輸入信號超過滿量程范圍時，ADC將充當理想的限幅器，而放大器和混頻器一般充當軟限幅器。

　　盡管存在這些差異，但在通信應用中，了解ADC的雙音IMD性能至關重要。較好的數據手冊會針對多種輸入信號頻率和幅度提供這種數據。除此以外，ADIsimADCTM程序可用于評估各種ADC在系統(tǒng)應用要求的具體頻率和幅度下的性能。ADIsimADC程序充當虛擬評估板的作用，可以從 ADI網站下載，同時還可下載針對IF采樣ADC的最新模型。該程序基于FFT引擎，可以精確地計算出單音和雙音輸入信號的SNR、SFDR和IMD值。