高速寬帶通信平臺(tái)中單載波頻域均衡設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

　　衛(wèi)一然? 朱鐵林? 趙國(guó)柄（天津航天中為數(shù)據(jù)系統(tǒng)科技有限公司，天津 300475）
　　摘? 要：介紹了高速寬帶通信平臺(tái)中，單載波頻域均衡的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。主要是對(duì)幀同步、定時(shí)同步、載波同步、信道估計(jì)、均衡這幾個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)進(jìn)行闡述。該技術(shù)結(jié)合了單載波時(shí)域均衡和多載波調(diào)制技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，能有效對(duì)抗多徑信道。在以FPGA為核心的高速寬帶通信平臺(tái)上，驗(yàn)證了單載波頻域均衡對(duì)對(duì)抗多徑和抵消線(xiàn)信道方面的作用。
　　關(guān)鍵詞：?jiǎn)屋d波；頻域均衡；高速；寬帶；通信平臺(tái)

　　0 引言

　　在無(wú)線(xiàn)通信中由于反射徑的存在，會(huì)引起接收信號(hào)的多徑衰落。當(dāng)信號(hào)傳輸速率較小，多徑產(chǎn)生的碼間干擾并不突出，一般用信噪比余量來(lái)對(duì)抗隨機(jī)噪聲干擾；但數(shù)據(jù)速率較高時(shí)，反射徑會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾，在頻域上等效呈現(xiàn)頻率選擇性衰落，如不做均衡補(bǔ)償則無(wú)法恢復(fù)發(fā)送信號(hào)和數(shù)據(jù)。目前最常用的解決方法是以正交頻分復(fù)用（OFDM）為代表的多載波調(diào)制技術(shù)，以及采用單載波頻域均衡（SC-FDE）和時(shí)域均衡的單載波調(diào)制技術(shù)。單載波時(shí)域均衡技術(shù)通常使用復(fù)雜的多階時(shí)域均衡器對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償，復(fù)雜程度與多徑時(shí)延階數(shù)成正比；相比之下，OFDM多載波調(diào)制和SCFDE通過(guò)離散傅里葉變換（DFT）和逆離散傅里葉變換（IDFT），在頻域?qū)?shù)據(jù)進(jìn)行一階均衡，復(fù)雜度與多徑時(shí)延階數(shù)的對(duì)數(shù)成正比，且離散傅里葉變換和反變換都有快速算法FFT和IFFT，因此更適合多徑時(shí)延較寬的情況^[1]。
　　SC-FDE與OFDM處理方式類(lèi)似，具有天然的兼容性。但SC-FDE沒(méi)有采用多載波并行傳輸，故不存在OFDM系統(tǒng)難以解決的峰均功率比（PAPR）和子載波同步敏感等問(wèn)題，對(duì)射頻和載波同步的要求更低^[2-3]。因此對(duì)于多徑信道的數(shù)據(jù)傳輸，單載波頻域均衡技術(shù)是一個(gè)復(fù)雜度適中、性能優(yōu)良的方案，并且該技術(shù)在已有的有線(xiàn)和無(wú)線(xiàn)通信中得到了廣泛的應(yīng)用。
　　1 模型

　　在信號(hào)同步的基礎(chǔ)上，為補(bǔ)償多徑效應(yīng)帶來(lái)的信號(hào)畸變，需要根據(jù)信道特性進(jìn)一步對(duì)基帶信號(hào)做均衡處理，以減小碼間干擾的影響。本設(shè)計(jì)采用的均衡方式為SC-FDE。頻域均衡FFT點(diǎn)數(shù)2 048，采用MMSE均衡算法。SC-FDE的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示^[4]。

　　2 關(guān)鍵技術(shù)

　　2.1 信號(hào)同步

　　接收端的基帶信號(hào)與發(fā)射端存在傳播延時(shí)，為了對(duì)解調(diào)器輸出同步抽樣，必須從接收信號(hào)導(dǎo)出采樣值定時(shí)。而且發(fā)射機(jī)或本地載波頻率非理想也會(huì)導(dǎo)致載波偏移，嚴(yán)重影響系統(tǒng)的IQ正交性，從而導(dǎo)致系統(tǒng)性能惡化。信號(hào)同步的過(guò)程就是特征參數(shù)的估值過(guò)程。在本設(shè)計(jì)中，信號(hào)同步包括載波同步、定時(shí)同步和幀同步。所有這些特征值的推導(dǎo)估計(jì)都是基于特征字（UW）進(jìn)行的。
　　常用的UW字有Newman序列、Frank-Zadoff序列等。本設(shè)計(jì)使用的是Newman序列，Newman序列是一個(gè)復(fù)數(shù)序列，可用下式表示：

　　UW是加在傳輸信號(hào)兩端的固定數(shù)據(jù)，幀結(jié)構(gòu)采用UW-2的形式，如圖2。UW一方面作為訓(xùn)練序列用于信號(hào)同步，另一方面可作為數(shù)據(jù)的循環(huán)前綴，保證在多徑下數(shù)據(jù)的頻域信號(hào)是連續(xù)的，用于信道估計(jì)和均衡^[5-6]。Newman序列作為UW字，一方面可利用其相關(guān)特性以很低的代價(jià)實(shí)現(xiàn)接收信號(hào)的同步解調(diào)，另一方面可利用時(shí)、頻域平坦的UW字估計(jì)信道的沖激響應(yīng)，以及在頻域完成對(duì)信號(hào)幀的均衡。

　　2.1.1 定時(shí)同步和幀同步

　　在本設(shè)計(jì)中 ， 降采樣后的基帶信號(hào)采樣序列與本地Newman序列進(jìn)行共軛相關(guān)，輸出相關(guān)序 列 c_i(n) 。 計(jì)算間隔 1 個(gè) U W 字 ， 即 2? L 個(gè)索引的兩個(gè)關(guān)值 c_i(n) 和 c_i(n+2?L ) 的共軛乘積 ， 即 C_i(n)=C_i(n)?C_i(n+2?L)*。
　　通過(guò)搜索和跟蹤相關(guān)值共軛乘積序列 c_i(n) 的相關(guān)峰，可獲得并跟蹤每個(gè)發(fā)射幀的起始位置，完成幀同步。

　　定時(shí)同步同樣利用相關(guān)值共軛乘積來(lái)完成。通過(guò)c_i(n) 序列相關(guān)峰前后兩個(gè)相關(guān)值的大小關(guān)系獲得定時(shí)偏差：如果靠前相關(guān)峰大于靠后相關(guān)峰，則向前調(diào)整；反之，則向后調(diào)整。產(chǎn)生相應(yīng)的定時(shí)調(diào)整控制信息輸出給降采樣模塊，降采樣模塊根據(jù)該控制信息調(diào)整降采樣抽取的位置，兩模塊構(gòu)成定時(shí)同步環(huán)路。

　　2.1.2 載波同步

　　載波同步也是依靠UW字進(jìn)行的。根據(jù)圖2的幀結(jié)構(gòu)，連續(xù)的信號(hào)幀中會(huì)周期性地出現(xiàn)UW字，假如存在?f_c 的載波殘差，那么相距P個(gè)符號(hào)的兩個(gè)UW字可表示為

　　其中，T為符號(hào)間隔時(shí)間。 

　　2個(gè)UW字序列與本地UW字的共軛相關(guān)值 c1 和 c2 分別為

　　由式（3）可知，間隔為P的相關(guān)值間存在相位差  ，根據(jù)該原理可估計(jì)出頻率偏差 ?f_c 。因 此，可利用幀頭UW字位置的相關(guān)峰估計(jì)頻率偏差，完成載波捕獲和跟蹤。
　　2.2 信道估計(jì)和均衡

　　2.2.1 信道估計(jì)當(dāng)一個(gè)信號(hào)序列在存在多徑干擾的信道中傳輸時(shí)，接收信號(hào)可以表示為發(fā)送信號(hào)和信道沖激響應(yīng)的線(xiàn)性卷積，即

　　式中， h _i(n), n=1, 2,..., M 表示信道的時(shí)域沖激響應(yīng)， v _i(n), n=1, 2,..., N 表示發(fā)送信號(hào)序列， w_i(n) 表示信道加性噪聲^[7-8]。
　　對(duì)應(yīng)到頻域可以表示為^[7-8]：

　　因此，如果已知接收信號(hào)頻域表示 R_i(k) 以及發(fā)送信號(hào)序列的頻域表示 V_i(k) 時(shí)，那么信道頻域沖激響應(yīng)可以估計(jì)為：

　　同樣，如果已知接收信號(hào)頻域表示 R_i(k) 以及信道頻域沖激響應(yīng) H_i(k) 時(shí)，發(fā)射信號(hào)序列的頻域表示可以估計(jì)為：

　　為進(jìn)一步提高噪聲條件下信道估計(jì)的準(zhǔn)確度，本設(shè)計(jì)采用頻域信道估計(jì)結(jié)合時(shí)域?yàn)V波處理的方法。首先將由式（6）得到的頻域信道估計(jì)矢量進(jìn)行逆傅立葉變換，得到時(shí)域沖激響應(yīng)：

　　再將得到的 h(k) 送入時(shí)域?yàn)V波器中進(jìn)行去噪處理得到 h'(k) 。去噪處理實(shí)際是去除較小的多徑分量的過(guò)程，由于噪聲的作用，時(shí)域信道沖激響應(yīng) h(k) 有若干較小的毛刺，并不是實(shí)際的多徑，濾波去除這些毛刺，以獲得更準(zhǔn)確的時(shí)域信道沖激響應(yīng)估計(jì)：

　　其中， h_T 為濾波門(mén)限。
　　最后將濾波后時(shí)域信道沖激響應(yīng)進(jìn)行傅立葉變化，得到頻域信道沖激響應(yīng) H'(k) ，完成整個(gè)信道估計(jì)過(guò)程。

　　2.2.2 均衡

　　實(shí)際中，由于設(shè)備的熱噪聲以及傳播環(huán)境中的隨機(jī)干擾，接收信號(hào)疊加了一定能量的噪聲。在根據(jù)式（6）估計(jì)出頻域信道沖激響應(yīng)，并利用式（7）進(jìn)行信號(hào)幀均衡時(shí)，常見(jiàn)的有迫零（ZF）均衡和最小均方誤差（MMSE）均衡兩種方式。迫零均衡是最簡(jiǎn)單而且直觀的一種均衡方式，其處理函數(shù)可以表示為：

　　迫零均衡雖然算法簡(jiǎn)單，但在信號(hào)存在深頻率選擇性衰落的情況下，在深衰落點(diǎn)的噪聲會(huì)嚴(yán)重放大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)的性能惡化，使均衡達(dá)不到預(yù)期目的。為了緩解在深衰落點(diǎn)噪聲對(duì)系統(tǒng)性能的影響，這里采用最小均方誤差（MMSE）均衡的算法，其處理函數(shù)可以表示為^[9-10]：

　　MMSE均衡與迫零均衡相比，相當(dāng)于抬高了沖激響應(yīng)在深衰落點(diǎn)處的值，從而減小了噪聲的放大倍數(shù)，降低了系統(tǒng)性能的惡化程度。
　　3 測(cè)試

　　在單位園區(qū)有多徑干擾的場(chǎng)景下搭建一個(gè)以Xilinx的XC7K325T為核心的高速寬帶無(wú)線(xiàn)通信平臺(tái)，來(lái)測(cè)試單載波頻域均衡的可行性。該通信平臺(tái)的載波頻率為1.2 GHz，符號(hào)速率為200 Mbit/s，采用QPSK調(diào)制。通過(guò)chipscope觀察均衡前后接收信號(hào)的星座圖（如圖3 和4），可以明顯看出，均衡后信號(hào)的星座匯聚成了4個(gè)點(diǎn)。

　　4 結(jié)語(yǔ)

　　本文首先介紹了高速寬帶通信平臺(tái)上設(shè)計(jì)使用的單載波頻域均衡的系統(tǒng)模型，之后，針對(duì)實(shí)現(xiàn)中的幾個(gè)關(guān)鍵技術(shù)作了介紹，最后通過(guò)測(cè)試表明，該方法對(duì)于寬帶高速通信平臺(tái)是可行的。
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　　本文來(lái)源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2020年第02期第84頁(yè)，歡迎您寫(xiě)論文時(shí)引用，并注明出處。