新型數(shù)字反激控制芯片輕松實現(xiàn)高效高功率密度USB PD快充設(shè)計

作者 / 英飛凌公司

　　摘要：主要介紹USB PD應(yīng)用中的ZVS反激控制器 ，例如手機電腦快充等。主要對控制器的特征、保護、工作和控制原理進行說明和討論。適合充電器適配器設(shè)計人員以及對數(shù)字型ZVS反激控制器感興趣的電源工程師閱讀。

　　關(guān)鍵詞：反激;控制;USB PD;快充;零電壓開關(guān)

　　0 引言

　　消費者體會到快充給手機電腦的應(yīng)用帶來了很多的便利，但玲瑯滿目的快充協(xié)議也給用戶帶來一定的困惑，例如市場上有MTK 的 PE+ 、高通的 QC 4+、 OPPO 的 VOOC、華為的 FCP/SCP，等等，它們往往需要專門的充電器。USB-PD 這個時候得到大范圍設(shè)備支持，得益于它兼容了其他的快充標(biāo)準(zhǔn)，使得在為數(shù)碼電子設(shè)備充電時不需要必須使用廠家專用充電器材才能為設(shè)備實現(xiàn)快速充電，給大家?guī)砀嗟谋憬荨?/p>

　　大家習(xí)慣了小型輕便的充電器，如何在不增加充電器體積的情況下提升更大的功率輸出，并且支持短時間的峰值輸出?這意味著需要更高的頻率設(shè)計，從而縮小磁性元件和其它被動器件的尺寸，以及采用支持高效率設(shè)計的功率器件。在高頻的操作過程中，零電壓開關(guān)由于可以減小主動開關(guān)器件的開通損耗而備受歡迎。各種不同的零電壓開關(guān)拓撲以及相應(yīng)的控制器都在開發(fā)研究當(dāng)中。取決于輸出電流大小，CCM/DCM通常被選用于不同的應(yīng)用場景。對于USB PD應(yīng)用，由于輸出可變使得定頻控制模式下CCM 不可避免。因為定頻控制可以使EMI和系統(tǒng)設(shè)計相對容易。

　　英飛凌XDPS21061數(shù)字電源方案可以為工程師解決這方便的困擾，數(shù)字化電源方案可以提升效率，減少開發(fā)周期和系統(tǒng)成本，并且可以加強產(chǎn)品的靈活性，實現(xiàn)更多的差異化。XDPS21061是一款多模式數(shù)字式控制器，它同時適用于DCM和CCM 兩種工作模式，內(nèi)部嵌入高壓啟動單元。該啟動單元使得該IC的供電電壓在零負載時更加高效和靈活?？刂破髦械奈SP就像芯片的大腦，它使該控制器比傳統(tǒng)的硬件混合信號更加聰明和智能化。XPDS21061的數(shù)字和模擬外圍設(shè)備支持各種信號采樣和調(diào)控，使其成為反激操作的理想選擇。同時它集合了不同的工作模式，如連續(xù)模式(CCM)、零電壓開關(guān)(ZVS)模式、降頻模式和突發(fā)模式，使得它在不同負載和輸入電壓下獲得最佳的效率。此外，還集成了一次性可編程(OTP)內(nèi)存，可以提供寬泛的可編寫參數(shù)，從而簡化設(shè)計。數(shù)字可配置的引腳簡化了系統(tǒng)的BOM/PCB布局，不像混合信號IC那樣需要大量的外置電阻/電容網(wǎng)絡(luò)來調(diào)節(jié)參數(shù)。

　　在本文的最后還介紹了如何更好地利用高效率功率器件(如CoolMOS?和OptiMOS?)以及封裝，讓設(shè)計更加具有競爭性。

　　1 準(zhǔn)諧振反激拓撲面臨的困難

　　公式1是準(zhǔn)諧振反激電路在第一個谷底的開關(guān)損耗。Cpara包括MOSFET輸出電容和變壓器耦合電容。因此在低壓輸入下，反激準(zhǔn)諧振幾乎是零電壓開關(guān)，但是在高壓輸入條件下，仍然有非常高的開關(guān)損耗。

　　(公式1)

　　另一個與拓撲相關(guān)的損耗是主MOSFET的吸收網(wǎng)絡(luò)，而且很難算出損耗的準(zhǔn)確數(shù)值。

　　在主MOSFET關(guān)閉后，在能量注入到吸收網(wǎng)絡(luò)之前，原邊峰值電流首先給主MOSFET的寄生電容進行充電。因此電容越大，寄生電容中儲存的能量就越多，吸收網(wǎng)絡(luò)的損耗就越少。對于硬開關(guān)拓撲，寄生電容中的損耗完全喪失掉的。但是對于準(zhǔn)諧振反激，這些能量的部分可以被回收。對于完全的ZVS，即使是高壓輸入，大部分能量也是可以被回收利用的。

　　注入吸收網(wǎng)絡(luò)的能量為(0.5*Llk*ipk²-0.5*Cpara*Vsw²)。然而，這并不是全部損失掉，這取決于使用的吸收二極管。使用慢反向恢復(fù)二極管可以將部分能量回收至電容或輸出，如圖1所示。吸收網(wǎng)絡(luò)僅在V_sw-V_clamp-V_bus>0時工作。這意味著吸收電路的損耗會在高壓輸入時較高而低壓輸入時較低。較大的Coss能吸收更多的能量，利用ZVS控制器，意味著更多的吸收能量能夠被回收。此外，采用低阻抗的MOSFET可以用來減少導(dǎo)通損耗，同時對吸收部分的耗損也有幫助。

　　另一個問題是，QR flyback在重載條件下工作頻率最低，由于變壓器的利用問題這對峰值功率的應(yīng)用來說是不利的。

　　QR控制頻率變化的問題很容易導(dǎo)致觸摸屏的共模式噪聲干擾。

　　為了簡化變壓器的生產(chǎn)，提出了基于PCB(印制板)的繞組設(shè)計。為了減少銅損，頻率要求高于100 kHz。此外由于PCB 繞組耦合電容變大，開關(guān)損耗也會隨之增加。因此一個定頻的ZVS 反激控制器必不可少。

　　2 強制頻率諧振零電壓開關(guān)(FFRZVS)工作原理描述

　　圖2顯示了ZVS反激電路典型的PWM 時序和相關(guān)的關(guān)鍵波形。在主MOSFET關(guān)閉之后的時間t4，同步整流(SR)MOSFET將會在一段消隱時間延時之后導(dǎo)通。在時間t5，當(dāng)消磁電流趨于零時，SR MOSFET關(guān)閉，然后激磁電感Lp和Ceqv將會諧振。主MOSFET的電壓將從Vbulk+Vrefl諧振到Vbulk-Vrefl，Vrefl=Nps*Vo。如果輔助MOSFET在t1開通，那么主MOSFET諧振在峰值就意味著激磁電流為零，那么imag就會負向增加。在此受控的ZVS開通時間段，主MOSFET的Vds被鉗位在電壓Vbulk+Vrefl上。一旦峰值電流達到i_zvs_pk，就會關(guān)閉輔助 MOSFET，由于電流存儲在磁化電感中并且反相，它將繼續(xù)向這個方向流動，并釋放儲存在Ceqv中的能量。這個死區(qū)時間是由IC的 t_ZVSdead參數(shù)控制的并且是可配置的。在t3時刻，主MOSFET的漏極電壓達到最小值，打開主MOSFET，此時達到最低開通損耗。從圖中可以看出，ZVS所需能量與Vbulk成正比，ZVS MOS的開通時間也是如此。

　　MFIO電壓是在主MOSFET開通經(jīng)過一段前沿消隱(LEB)時間后進行采樣的?；谶@個電壓，IC會知道下一個周期的開關(guān)頻率，例如開關(guān)時間T_sw。由于ZVS 開通時間和ZVS的死區(qū)時間也是已知的，T_sw-T_zvson-T_zvsdead 決定了ZVS MOSFET開通時間點。

　　磁化電感用于實現(xiàn)ZVS，所以ZVS只在DCM中有效。用于實現(xiàn)ZVS控制脈沖GD1，只需要其中部分能量的實現(xiàn)ZVS功能，剩余部分將回饋系統(tǒng)。

　　3 適配器中功率MOSFET 的選型

　　針對手機快充中原邊MOSFET的選擇. 我們主要從散熱、效率、成本、裝配……等幾個方面考慮。目前大多數(shù)用于手機充電器的功率MOSFET 沒有加額外的散熱器。這其中考慮到布局的便利，以及成本的問題。因此選擇MOSFET的封裝時，需要考慮到最大負載情況下溫度是否滿足要求，一般我們可以測量器件的表面溫度，然后通過公式Tj=Tc+P*Rthjc (Tc 為器件殼溫，P 為器件的耗散功率，Rthjc為該封裝熱阻) 來計算結(jié)溫是否滿足設(shè)計要求。

　　由于成本和空間的要求，其中對器件本身需要具有一定的功率耗散能力，同時也需要滿足小尺寸的要求以提升整機的功率密度。通常這兩者之間是相互背離的。所以我們會折中考慮。TO247 和D2PAK 此類封裝雖然散熱性能良好，但是由于封裝本身尺寸偏大，并不太適用小型化設(shè)計。而一些更小的封裝由于本身散熱能力問題需要增加額外的散熱器，從而增加散熱成本。因此，我們通?？紤]ThinPAK 封裝，如圖3所示，該封裝兼顧散熱和小尺寸的需求，寄生參數(shù)也遠遠比TO 封裝小得多，有利于減少尖峰電壓。另外它的特點是功率地和驅(qū)動信號地隔開，這樣大大減少由于MOSFET 源極寄生電感帶來的干擾。對系統(tǒng)驅(qū)動的穩(wěn)定性和EMC 設(shè)計有較大幫助。

　　另外TO220 FP 窄腳封裝可以支撐直立生產(chǎn)，降低PCB表面連錫風(fēng)險，同時滿足安規(guī)絕緣封裝、易于安規(guī)設(shè)計等優(yōu)點也被廣泛地應(yīng)用于各種充電器設(shè)計當(dāng)中。我們在65 W 單輸出設(shè)計中選用了英飛凌ThinPAK IPL60R125C7，40 W 設(shè)計中采用了TO220 FP IPAN70R600P7S。

　　副邊同步整流MOSFET，較為常見的是SSO8(PQFN 5x6)的封裝。根據(jù)不同變壓器設(shè)計和輸出電壓，可以選擇不同電壓等級的MOSFET。但對于手機快充來說，通常同步整流控制器由輸出直接供電，由于兼容低壓輸出如5 V 或3.3 V。因此對應(yīng)MOSFET驅(qū)動電壓也是5 V、3.3 V。在此驅(qū)動電壓下普通驅(qū)動的MOSFET 并不能工作在飽和區(qū)域，因為普通驅(qū)動等級的MOSFET 的飽和驅(qū)動電壓在7.5 V左右。因此我們對于此類應(yīng)用應(yīng)選擇邏輯電平 MOSFET。我們在40 W設(shè)計中采用邏輯電平驅(qū)動MOSFET BSC0802LS可以在4.5 V 邏輯電平下飽和導(dǎo)通，可以有效降低同步整流MOSFET 的導(dǎo)通損耗。同時低驅(qū)動電壓可以進一步降低MOSFET 的驅(qū)動損耗，提升效率。

　　4 簡化應(yīng)用圖

　　圖4顯示了一款40 W快速充電器設(shè)計中采用XDPS21061的簡化應(yīng)用圖。與傳統(tǒng)的反激和有源嵌位(ACF)相比，它在原邊有一個額外的ZVS繞組，以及一個電容、開關(guān)器件和一個低端的門極驅(qū)動。無需高端驅(qū)動和高電壓MOSFET并實現(xiàn)零電壓開通，因此系統(tǒng)成本很低。

　　5 輕載工作的設(shè)定

　　突發(fā)模式對于初級AC/DC控制IC滿足空載要求是很重要的。通常，當(dāng)反饋低于某個值時，控制IC會進入突發(fā)模式。為了減少輸出電壓紋波，突發(fā)模式的遲滯需要盡可能小。這對變輸出電壓設(shè)計具有很強的挑戰(zhàn)性。然而，由于是數(shù)字控制，XDPS21061基于查表方式進入突發(fā)模式，它根據(jù)不同的輸出電壓從而選擇不同的突發(fā)模式進入條件。

　　6 65 W 單輸出適配器設(shè)計實例

　　我們利用FFRZVS控制器設(shè)計了一款65 W全電壓輸入的適配器。輸入90~264 Vac，輸出20 V/3.25 A，開關(guān)頻率Fsw =120 kHz，變壓器磁芯采用RM8，匝比Np:Ns=5，Lp=12 μH，輸入電容120 μF，原邊MOSFET 采用IPL60R125C7，ZVS MOSFET 采用BSL606SN，同步整流SR MOSFET 采用BSC093N15NS5G，SR控制器采用UCC24630。由于散熱限制，功率密度可達 15 W/inch3，其中輸入部分包含一個共模電感和一個差模電感。

　　7 基于dpVision? 的可配置人機操作界面

　　通過一個UART 引腳可以配置各種參數(shù)，系統(tǒng)BOM(物料清單)是相當(dāng)簡化的。由于許多應(yīng)用相關(guān)的參數(shù)都是可調(diào)整的，所以控制器可以根據(jù)不同的系統(tǒng)設(shè)計而量身定制。例如，可配置頻率法則可用于調(diào)整最大頻率，以適應(yīng)不同的磁芯形狀，并調(diào)整半載效率，以平衡導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。也可對突發(fā)模式參數(shù)進行配置以用于調(diào)整突發(fā)模式進出功率。

　　8 總結(jié)

　　XDPS21061是一個基于微DSP的多模式數(shù)字控制器，能夠工作在不同的電流模式，內(nèi)部嵌入高壓啟動單元，可調(diào)驅(qū)動電流，兼顧數(shù)字和模擬芯片優(yōu)點。人性化人機操作界面，輕松配置系統(tǒng)參數(shù)?？梢允闺娫垂こ處煂崿F(xiàn)高自由度的差異化化設(shè)計?；赬DPS21061的快充65 W/40 W設(shè)計，采用強制頻率諧振，在應(yīng)對USB PD 可變輸出電壓下自適應(yīng)限流，同時整合英飛凌CoolMOS?，OptiMOS? 等高效功率器件在實現(xiàn)高效設(shè)計時游刃有余?？蛇x的抖頻功能進一步優(yōu)化EMI 效果從而取得更高的性價比。

本文來源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2019年第2期第23頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處