微電網(wǎng)模擬系統(tǒng)

作者 林俊宏1 鄢義洋1 楊光2

　　1.華中科技大學 電子信息與通信學院(湖北 武漢 430074)

　　2.華中科技大學 材料學院(湖北 武漢 430074)

　　*2017年“瑞薩杯”全國大學生電子設(shè)計競賽本科組“微電網(wǎng)模擬系統(tǒng)(A題)”一等獎

摘要：系統(tǒng)采用三相半橋拓撲，以STM32F407ZET6單片機為主從控制器，主控制器在dq坐標下進行控制實現(xiàn)三相穩(wěn)壓輸出，從控制器采用主從均流控制實現(xiàn)兩臺三相逆變器的電流分配，采用三相同步鎖相環(huán)(SRP-PLL)。逆變器單獨工作時，輸出交流母線電壓為24.01 V，頻率為49.99 Hz，總諧波畸變率為1.63%，系統(tǒng)整體效率為92.33%，負載調(diào)整率為0.12%。逆變器并聯(lián)工作時，系統(tǒng)實現(xiàn)了兩臺逆變器輸出功率比可調(diào)，輸出線電流折算值誤差最大值為0.06 A，并聯(lián)工作負載調(diào)整率為0.21%。此外，系統(tǒng)具有友好的人機交互界面、輸入欠壓及過壓保護功能。

1 系統(tǒng)方案論證

　　1.1 比較與選擇

　　1.1.1 主拓撲方案選擇

　　方案一：三相半橋拓撲。由三個半橋組成，半橋橋臂輸出經(jīng)LC濾波可實現(xiàn)三相逆變，輸出交流電壓幅值僅為母線電壓的一半，對直流電壓利用率不高，但控制策略與電路結(jié)構(gòu)均較簡單。

　　方案二：三相全橋拓撲。由三個全橋組成，在相同輸入電壓條件下，輸出交流電壓幅值較半橋電路較高。但電路結(jié)構(gòu)與控制策略均較復雜。

　　綜上所述，為了盡可能地減小系統(tǒng)的復雜度，選擇方案一。

　　1.1.2 均流控制方案選擇

　　方案一：主從控制。主逆變器實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，從逆變器實現(xiàn)恒流輸出，整體輸出實現(xiàn)均流，無法實現(xiàn)獨立控制，主逆變器崩潰則整個系統(tǒng)崩潰，但控制策略簡單，控制精度高，負載調(diào)整率好。

　　方案二：雙環(huán)控制。系統(tǒng)通過調(diào)節(jié)外電壓環(huán)獲得各逆變器電流基準值，據(jù)此進行PI調(diào)節(jié)實現(xiàn)均流輸出，系統(tǒng)可靠性高，但控制相對復雜。

　　綜上所述，為了實現(xiàn)較好的負載調(diào)整率，選擇方案一。

　　1.2 系統(tǒng)方案描述

　　系統(tǒng)由主電路、驅(qū)動電路、測量電路、輔助電源電路、控制電路與顯示電路組成。主電路采用三相半橋電路，實現(xiàn)三相DC/AC變換，測量電路實現(xiàn)了三相電壓電流的測量。系統(tǒng)總體方案如圖1所示。

2 理論分析與計算

　　2.1 提高效率的方法

　　系統(tǒng)主要的效率損耗包括開關(guān)管的開關(guān)損耗與導通損耗，電容等效串聯(lián)電阻的損耗以及電感的銅損與鐵損等。據(jù)此，可選擇合適的開關(guān)頻率，當開關(guān)頻率增大，可減小濾波器體積，但增加了開關(guān)管的開關(guān)損耗，折衷考慮，選擇開關(guān)頻率為50 kHz;選擇開關(guān)管時，低導通電阻可減少導通損耗，柵極電容較小可減少驅(qū)動損耗，折衷考慮，選擇導通電阻與柵極電容適中的開關(guān)管;選擇等效串聯(lián)電阻較小的CBB電容作為輸出電容，且多個并聯(lián)，可降低輸出電容的等效串聯(lián)電阻;選擇鐵氧體材料磁芯，鐵氧體材料電阻率較高，可有效降低電感渦流損耗。

　　2.2 同時運行模式控制策略

　　2.2.1 dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的穩(wěn)壓策略

　　當三相逆變器輸出電壓幅值為UM的對稱三相電壓時，通過轉(zhuǎn)換矩陣可將輸出電壓從三相abc靜止坐標系變換到兩極性同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的變量，此時可得：

(1)

　　其中，三相靜止坐標系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標系的轉(zhuǎn)換矩陣為：

(2)

　　在三相對稱穩(wěn)態(tài)時，dq坐標系下的d軸分量數(shù)值與輸出電壓幅值相等，而q軸分量為0。據(jù)此，主控制器在dq坐標系下進行電壓單環(huán)控制實現(xiàn)輸出穩(wěn)壓。

　　2.2.2 基于主從控制的均流策略

　　系統(tǒng)采用主從控制策略實現(xiàn)兩逆變器并聯(lián)均流。系統(tǒng)控制主逆變器使其工作于穩(wěn)壓模式，控制從逆變器工作于恒電流模式，實現(xiàn)主從逆變器的輸出均流。

　　從控制器通過PI調(diào)節(jié)調(diào)整兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下的角頻率ω，實現(xiàn)輸出電壓q軸分量為0，實現(xiàn)PLL鎖相環(huán)。PLL鎖相環(huán)實現(xiàn)兩臺逆變器輸出電壓同步，并依據(jù)主逆變器輸出電流，給定從逆變器的電流指令，采用PI調(diào)節(jié)控制從逆變器的輸出電流，實現(xiàn)電流分配。主、從控制器控制框圖分別如圖2和3所示。

3 電路與程序設(shè)計

　　3.1 主電路與器件選擇

　　3.1.1 開關(guān)管選型

　　系統(tǒng)額定輸出線電壓UO=24 V，系統(tǒng)主電路采用三相半橋逆變，最大輸出交流幅值為直流母線電壓的一半，故直流母線電壓至少為38.2 V，留取一定的裕量，開關(guān)管耐壓須大于50 V。單逆變器運行時，最大輸出電流為2 A。故開關(guān)管選擇Fairchild公司生產(chǎn)的NTD3055，最大漏源電壓VDS=60 V，最大漏極電流ID=9 A，可滿足電壓電流應力需求。

　　3.1.2 濾波器參數(shù)設(shè)計

　　(1)濾波電感設(shè)計。取電感電流紋波為平均電感電流的0.2，為保證電感電流不斷流，由伏秒平衡：

(3)

　　式中，VS是系統(tǒng)穩(wěn)定時的最大輸入電壓，其值選擇為50 V，VO為額定輸出線電壓24 V，T為開關(guān)周期，取10 μs。代入?yún)?shù)計算，L=650 μH。由于系統(tǒng)主電路為三相半橋逆變結(jié)構(gòu)，故每線電壓濾波電感為兩個半橋橋臂電感感值之和，故實際選擇的三個電感感值為350 μH。

　　(2)濾波電容設(shè)計。設(shè)計LC濾波器截止頻率為開關(guān)頻率fs的10%，可獲得較好的濾波效果，根據(jù)公式：

(4)

　　代入?yún)?shù)計算C≥1.5 μF，由于三相半橋逆變結(jié)構(gòu)，每相濾波電容實際選取容值為4.7 μF，等效串聯(lián)電阻小，且高頻特性好的CBB電容。

　　3.2 控制電路與控制程序

　　控制電路分為主從控制器兩部分。主控制器工作在穩(wěn)壓控制模式，系統(tǒng)使用互感器測量兩相線電壓，經(jīng)dq坐標變換與PI調(diào)節(jié)算法實現(xiàn)輸出幅值穩(wěn)定的對稱三相電壓。從控制器工作于穩(wěn)流控制模式，在PLL鎖相環(huán)獲取交流母線電壓相位后，通過PI調(diào)節(jié)算法調(diào)節(jié)輸出電流同頻同相并實現(xiàn)兩逆變器的均流。主、從控制器的程序流程圖分別如圖4與圖5所示。

　　3.3 電壓電流測量電路

　　交流電壓測量電路使用TVA1421-01型互感器測量AB、BC交流相電壓，由于控制器僅能采集0~3.3 V的電壓，故需要對互感器輸出信號增加直流偏置，實際電路如圖6所示，使用TL431基準電源產(chǎn)生2.5 V基準電源，經(jīng)電阻分壓獲得1.6 V基準電壓接在+V_REF。根據(jù)互感器的應用手冊，互感器原邊輸入電流需要小于6 mA，根據(jù)互感器原邊輸入電壓24 V，故設(shè)計電阻R₁=4.7 kΩ，設(shè)計輸出電阻R_L=150 Ω。

　　交流電流測量電路如圖7所示，使用ACS712-05B霍爾傳感器芯片，最大可測量電流5 A，由于本題最大線電流為2 A，電流峰值為2.83 A，可滿足題設(shè)要求，且抗干擾能力強，測量精度高，VIOUT引腳信號為一直流偏置為0.5倍VCC的交流信號，將該信號傳輸至ADC引腳。由于電壓電流存在相位問題，在實際制作電路時需注意電壓電流相位關(guān)系。FILTER引腳接入1 nF(數(shù)據(jù)手冊推薦取值)瓷片電容與芯片內(nèi)部集成電阻形成RC低通濾波器，減小高頻噪聲對信號的影響，但若該電容取值過大，雖然提高了抗干擾能力，但引入了額外的相移，且該傳感器芯片在實際交流測量時也會存在相移問題，故對相位有一定要求的場合如功率因數(shù)測量時，不推薦該方案。

　　3.4 驅(qū)動電路設(shè)計

　　由于系統(tǒng)主電路采用三相半橋拓撲，故使用半橋驅(qū)動電路即可，驅(qū)動電路使用了IR2110半橋驅(qū)動電路，實際電路如圖8所示。圖中電容為半橋自舉電容，其取值與MOSFET的輸入電容有關(guān)，耐壓需要超過VCC引腳上的電壓，一般選擇MLCC，其高頻性能較好，二極管為US1M，反向耐壓值為1000 V的肖特基二極管，由于自舉電路的工作特點，其反向耐壓值一般需要超過半橋直流母線電壓+V_DC，且為快恢復二極管。

4 測試方案與測試結(jié)果

　　4.1 測試方案及測試條件

　　4.1.1 測試方案

　　(1)啟動逆變器1，調(diào)節(jié)輸入電壓為50 V，調(diào)節(jié)負載，使負載線電流I_O為2 A，使用鉗形功率計測量各線電壓有效值、頻率與交流母線電壓諧波畸變率。萬用表測量輸入電壓電流以及三相輸出線電壓與相電流，并計算系統(tǒng)效率。

　　(2)調(diào)節(jié)負載，使負載線電流在0~2 A范圍內(nèi)變化，計算負載調(diào)整率。

　　(3)啟動逆變器2，調(diào)節(jié)負載使負載線電流I_o為3 A，測量逆變器1與逆變器2的線電流，并測量負載線電壓頻率。

　　(4)調(diào)節(jié)負載使負載線電流I_o在1~3 A范圍內(nèi)變化，測量逆變器1與逆變器2的線電流，計算絕對誤差與負載調(diào)整率。

　　(5)設(shè)定兩臺逆變器的功率比，測量逆變器1與逆變器2的線電流，計算絕對誤差。

　　4.1.2 測試儀器

　　數(shù)字存儲示波器Tektronix TDS1002;數(shù)字萬用表U3402A;鉗形功率計Hioki3169-21。

　　4.2 測試結(jié)果及其完整性

　　4.2.1 輸出線電壓與THD測試

　　測試條件：啟動逆變器1，調(diào)節(jié)輸入電壓為50 V，調(diào)節(jié)負載使負載線電流I_O為2 A，使用鉗形功率計測量輸出線電壓有效值、頻率與諧波畸變率。

　　4.2.2 逆變器效率測試

　　測試條件：調(diào)節(jié)負載使負載線電流I_O為2 A，使用萬用表測量輸入電壓電流并測量三相線電壓電流，計算逆變器1效率。

　　4.2.3 負載調(diào)整率測試

　　測試條件：調(diào)節(jié)負載電流在0~2 A內(nèi)變化,測量輸出電壓，計算負載調(diào)整率。

　　4.2.4 并聯(lián)輸出測試

　　測試條件：啟動逆變器2，調(diào)整負載電流I_O為3 A，使用萬用表測量逆變器1與逆變器2的三相輸出電流，并測量負載電流與輸出電壓頻率。

　　逆變器1和逆變器2能同時向負載輸出功率，輸出電壓頻率滿足題設(shè)要求。

　　4.2.5 并聯(lián)負載調(diào)整率測試

　　測試條件：調(diào)整負載電流在1~3 A內(nèi)變化，使用萬用表測量兩臺逆變器的輸出電流與負載電流，并計算誤差，測量輸出電壓，計算負載調(diào)整率。

　　4.2.6 分流比設(shè)定測試

　　測試條件：設(shè)定逆變器1與逆變器2分流比為K，調(diào)整負載電流在1~3 A范圍內(nèi)變化，使用萬用表測量兩臺逆變器的輸出電流與負載電流，并計算誤差。

　　經(jīng)過測試，當負載電流在1~3 A范圍內(nèi)變化時，逆變器1與逆變器2分流比可在1:2~2:1間可調(diào)，最大誤差電流為0.069 A，達到題設(shè)要求。

　　4.3 測試結(jié)果分析

　　據(jù)以上測試結(jié)果，本系統(tǒng)很好的完成了題設(shè)要求，逆變器1工作時，輸出線電壓24 V，頻率49.99 Hz，負載電流為2 A時，系統(tǒng)效率可達92.33%，交流母線畸變率僅為1.63%，負載調(diào)整率為0.12%。逆變器1與逆變器2并聯(lián)時，負載調(diào)整率僅為0.21%，負載電流在1~3 A范圍內(nèi)變化時，均流比可調(diào)且最大絕對誤差僅為0.08 A。

5 結(jié)論

　　系統(tǒng)采用三相半橋拓撲，主控制器采用dq坐標變換實現(xiàn)三相穩(wěn)壓輸出，從控制器采用主從控制法實現(xiàn)兩臺三相逆變器的并聯(lián)均流，實現(xiàn)了微電網(wǎng)模擬。逆變器1工作時，輸出交流母線電壓頻率為50.00 Hz，總諧波畸變率僅為1.63%，系統(tǒng)整體效率可達92.33%，負載調(diào)整率為0.12%。逆變器并聯(lián)工作時，系統(tǒng)實現(xiàn)了兩臺逆變器輸出功率比可調(diào)，最大絕對誤差僅為0.06 A，負載調(diào)整率僅為0.21%。

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　　本文來源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第9期第43頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。