準確測量脈沖信號的S參數(shù)(二)

頻譜歸零方法通常在脈沖寬度小于需要數(shù)字化和獲取一個離散時間數(shù)據點的最小時間的時候使用。因此，必須對一個數(shù)據點獲取捕獲多個脈沖。在單獨的輸入脈沖和分析儀的時域抽樣之間沒有嚴格的同步。脈沖調制信號的頻域描述具有離散PRF單音，這可以通過濾波濾出，剩下的是基調，它載有測量信息。在分析儀的下變頻過程中，通過濾波去除不希望的噪聲和信號分量。一旦信號被數(shù)字化，分析儀應用一個由用戶指定中頻帶寬的數(shù)字濾波器。通常，這個數(shù)字濾波器用來減小測量噪聲并增加動態(tài)范圍。對非脈沖調制信號來說數(shù)字濾波算法工作得很好，但是當接收機接收到一個脈沖調制信號的時候會發(fā)生什么呢？

利用窄帶檢測，利用一個數(shù)字矩形濾波器消弱接收信號中除了調制基調成分以外的所有成分是很有必要的。這需要一個最小阻帶頻率小于脈沖調制信號PRF的濾波器從而具有最優(yōu)的阻礙。濾波器過渡斜度需要遠離第一個PRF單音(圖4，左)，這樣對不需要的單音具有最大的阻礙。這個濾波器會很難設計因為PRF單音會和基頻很近。嚴格的矩形濾波器在頻域有一些折衷，例如在時域具有額外的抖動。對此，濾波器設計者在頻域和時域采用不同的技術獲得最佳的性能，同時提供有效的濾波性能。

圖4的左面給出用于分析儀中的一個可能的中頻數(shù)字濾波器的響應。它在形狀上不是矩形，因此如果不加改變地使用，會在頻域引入不需要的成分，從而導致測量誤差。另外，這個數(shù)字濾波器在頻域具有周期排列的零點。這些零點的周期與接收機的采樣速率和數(shù)字濾波器的結構成正比。使用一個微波PNA，通過調整數(shù)字濾波器的零點對準不需要的脈沖調制譜成分有可能濾除不需要的信號分量，只留下基頻(圖5)。這種濾波技術的一個優(yōu)點是濾波器的零點非常深，能為脈沖調制譜成分提供很大的阻礙。另一個優(yōu)點是零點可以和基頻很接近因為零點的過渡區(qū)非常陡峭。

圖6給出脈沖調制信號和分析儀離散抽樣在時域的代表性圖形。由于下變頻，抽樣器數(shù)字化的脈沖丟失了原來的時域形狀，并且當通過窄帶接收機的時候不同的硬件濾波元件加到脈沖上。準確的脈沖調制測量信息在這個下變頻過程中保持不變。在數(shù)字轉換器看到的脈沖到脈沖形狀由于PRF和掃描頻率之間相位關系的不同而改變。一個數(shù)據點獲取的抽樣脈沖數(shù)量和中頻帶寬設置、脈沖周期和脈沖寬度有關。在這個例子中，測量了一個脈沖周期為100μs、脈沖寬度為1μs的脈沖調制信號。測量選擇500Hz的中頻濾波器，為了在分析儀上顯示一個數(shù)據點需要292個抽樣，每個間隔6μs。在一個數(shù)據點的獲取時間中，分析儀得到17個脈沖，每個數(shù)字化的抽樣包含從輸入脈沖的不同部分而來的數(shù)據。

當使用頻譜歸零工作方式的時候，與占空周期相應的動態(tài)范圍上會有一個損失，等于20log(占空周期)。這是由于窄帶濾波器阻止脈沖調制信號中除了基調以外的一切成分。隨著占空比的降低，更多的能量移入旁瓣，在基調中就會有更少的能量。

這可以通過分析公式2圖解說明，并且注意到頻域音調的下降與脈寬和脈沖重復頻率成正比(即，占空周期=脈寬×PRF)。對一些分析儀來說，這會限制測量可用性。在這種配置下使用微波PNA的一個主要收益就是可以使用非常窄的脈沖寬度(即，遠小于1μs)，只要占空周期足夠大，從而提供可以接受的測量動態(tài)范圍。隨著占空周期的下降，動態(tài)范圍達到一個點，在這一點測量結果沒有足夠的精度。微波PNA優(yōu)于使用窄帶檢測，因為它在跟蹤噪聲和動態(tài)范圍方面具有比其它網絡分析儀(圖7)和頻譜歸零更突出的性能。

使用頻譜歸零技術測量一個成分需要通過控制DUT偏置或者脈沖調制激勵的調制。圖8給出一個脈沖調制激勵測量的硬件配置。門轉換(調制器)放在源和接收機的前面，這里這些門的時延和寬度可以獨立設置。這為分析儀的內部源提供脈沖并為接收機提供時間門從而可以進行點內脈沖和脈沖成型，這些將在下一部分講述。外部調制器和脈沖發(fā)生器主要給出脈沖寬度限制。脈沖發(fā)生器必須有一個鎖相環(huán)(PLL)參考(10MHz)輸入來鎖定分析儀和脈沖發(fā)生器到同一個時間基準。這對于確保濾波器和脈沖調制譜的頻域成分在調整PRF成分零點過程中被鎖定在一起是很重要的。微波PNA需要用選項H08和H11進行配置。選項H11為點內脈沖和脈沖成型提供中頻門控硬件。選項H08為在頻譜歸零模式下配置分析儀提供應用軟件。

作者：Loren Betts