淺析有源功率因數(shù)校正技術(shù)及發(fā)展趨勢

O 引言

傳統(tǒng)的用于電子設(shè)備前端的二極管整流器，作為一個諧波電流源，干擾電網(wǎng)線電壓，產(chǎn)生向四周輻射和沿導線傳播的電磁干擾，導致電源的利用效率下降。近幾年來，為了符合國際電工委員會61000-3-2的諧波準則，功率因數(shù)校正電路正越來越引起人們的注意。功率因數(shù)校正技術(shù)從早期的無源電路發(fā)展到現(xiàn)在的有源電路；從傳統(tǒng)的線性控制方法發(fā)展到非線性控制方法，新的拓撲和技術(shù)不斷涌現(xiàn)。本文歸納和總結(jié)了現(xiàn)在有源功率因數(shù)校正的主要技術(shù)和發(fā)展趨勢。

1 功率因數(shù)（PF）的定義

功率因數(shù)（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值。即

式中：I1為輸入基波電流有效值；

為輸入電流失真系數(shù)；

Irms為輸入電流有效值；

cosφ為基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。

可見PF由γ和cosφ決定。cosφ低，則表示用電電器設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導線、變壓器繞組損耗大。γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，對電網(wǎng)造成污染，嚴重時，對三相四線制供電還會造成中線電位偏移，致使用電電器設(shè)備損壞。由于常規(guī)整流裝置使用晶閘管或二極管，整流器件的導通角遠小于180°，從而產(chǎn)生大量諧波電流成分，而諧波電流不做功，只有基波電流做功，功率因數(shù)很低。全橋整流器電壓和電流波形圖如圖1所示。

2 功率因數(shù)校正實現(xiàn)方法

由式（1）可知，要提高功率因數(shù)有兩個途徑，即使輸入電壓、輸入電流同相位；使輸入電流正弦化。

利用功率因數(shù)校正技術(shù)可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時整流器的負載可等效為純電阻。

功率因數(shù)校正電路分為有源和無源兩類。無源校正電路通常由大容量的電感、電容組成。雖然無源功率因數(shù)校正電路得到的功率因數(shù)不如有源功率因數(shù)校正電路高，但仍然可以使功率因數(shù)提高到o.7~0.8，因而在中小功率電源中被廣泛采用。有源功率因數(shù)校正電路自上世紀90年代以來得到了迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個功率變換電路，使功率因數(shù)接近1.有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，體積小、重量輕，比無源功率因數(shù)校正電路效率高。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。

3 有源功率因數(shù)校正方法分類

3.l 按有源功率因數(shù)校正拓撲分類

3.1.1 降壓式

因噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上電壓應力大，控制驅(qū)動電平浮動，很少被采用。

3.1.2 升/降壓式

須用二個功率開關(guān)管，有一個功率開關(guān)管的驅(qū)動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。

3.1.3 反激式

輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下功率的應用場合。典型電路如圖2所示。

3.1.4 升壓式（Boost）

簡單電流型控制，戶F值高，總諧波失真（THD）小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。典型電路如圖3所示。適用于75~2000W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；當輸入電流連續(xù)時，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。

3.2 按輸入電流的控制原理分類

3.2.1 平均電流型

工作頻率固定，輸入電流連續(xù)（CCM），波形圖如圖4（a）所示。TI公司的UC3854就工作在平均電流控制方式。

這種控制力式的優(yōu)點是：恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積??；能抑制開關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。

主要缺點是：控制電路復雜，須用乘法器和除法器，需檢測電感電流，需電流控制環(huán)路。

3.2.2 滯后電流型

工作頻率可變，電流達到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流，波形圖如圖4（b）所示。

3.2.3 峰值電流型

工作頻率變化，電流不連續(xù)（DCM），波形圖如圖4（c）所示。DCM采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，似存在以下缺點：PF和輸入電壓Vin與輸出電壓V0的比值有關(guān)，即當Vin變化吋，PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨Vin/Vo的值的加大而使THD變大；開關(guān)管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過開關(guān)器件的峰值電流為CCM的2倍），從而導致開關(guān)管損耗增加。所以在大功率APFC電路中，常采用CCM方式。

3.2.4 電壓控制型

工作頻率固定，電流不連續(xù)，采用固定占空比的方法，電流自動跟隨電壓。這種控制方法一般用在輸出功率比較小的場合，另外在單級功率因數(shù)校正中多采用這種方法，后面會介紹。波形圖如圖4（d）所示。

3.3 其他控制方法

3.3.1 非線性載波控制技術(shù)

非線性載波控制（NLC）不需要采樣電壓，內(nèi)部電路作為乘法器，即載波發(fā)生器為電流控制環(huán)產(chǎn)生時變參考信號。這種控制方法工作在CCM模式，可用于Flyback，Cuk，Boost等拓撲中，其調(diào)制方式有脈沖前沿調(diào)制和脈沖后沿調(diào)制。

3.3.2 單周期控制技術(shù)

單周期控制原理圖如圖5所示，是一種非線性控制技術(shù)。該控制方法的突出特點是，無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量（通常為斬波波形）的平均值恰好等于或正比于給定值，即能在一個開關(guān)周期內(nèi)，有效地抑制電源側(cè)的擾動，既沒有穩(wěn)態(tài)誤差，也沒有暫態(tài)誤差，這種控制技術(shù)可廣泛應用于非線性系統(tǒng)的場合，不必考慮電流模式控制中的人為補償。

3.3.3 電荷泵控制技術(shù)

利用電流互感器檢測開關(guān)管的開通電流，并給檢測電容充電，當充電電壓達到控制電壓時關(guān)閉開關(guān)管，并同時放掉檢測電容上的電壓，直到下一個時鐘脈沖到來使開關(guān)管再次開通，控制電壓與電網(wǎng)輸入電壓同相位，并按正弦規(guī)律變化。由于控制信號實際為開關(guān)電流在一個周期內(nèi)的總電荷，因此稱為電荷控制方式

4 功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢

4.1 兩級功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢

目前研究的兩級功率因數(shù)校正，一般都是指Boost PFC前置級和后隨DC/DC功率變換級。如圖6所示。對Boost PFC前置級研究的熱點有兩個，一是功率電路進一步完善，二是控制簡單化。如果工作在PWM硬開關(guān)狀態(tài)下，MOSFET的開通損耗和二極管的反向恢復損耗都會相當大，因此，最大的問題是如何消除這兩個損耗，相應就有許多關(guān)于軟開關(guān)Boost變換器理論的研究，現(xiàn)在具有代表性的有兩種技術(shù)，一是有源軟開關(guān)，二是無源軟開關(guān)即無源無損吸收網(wǎng)絡。

有源軟開關(guān)采用附加的一些輔助開關(guān)管和一些無源的電感電容以及二極管，通過控制主開關(guān)管和輔助開關(guān)管導通時序來實現(xiàn)ZVS或者ZCS.比較成熟的有ZVT—Boost，ZVS—Boost，ZCS—Boost電路等。雖然有源軟開關(guān)能有效地解決主開關(guān)管的軟開關(guān)問題，但輔助開關(guān)管往往仍然是硬開關(guān)，仍然會產(chǎn)生很大損耗，再加上復雜的時序控制，使變換器的成本增加，可靠性降低。

無源無損吸收則是采用無源元件來減小MOSFET的dv/dt和二極管的dv/dt，從而減小開通損耗和反向恢復損耗。它的成本低廉，不需要復雜的控制，可靠性較高。

除了軟開關(guān)的研究之外，另一個人們關(guān)心的研究方向是控制技術(shù)。曰前最為常用的控制方法是平均電流控制，CCM/DCM臨界控制和滯后控制3種方法。但是新的控制方法不斷出現(xiàn)，其中大部分是非線性控制方法，比如非線性載波技術(shù)和單周期控制技術(shù)。這些控制技術(shù)的主要優(yōu)點是使電路的復雜程度大大降低，可靠性增強?，F(xiàn)在商業(yè)化的非線性控制芯片有英飛凌公司的一種新的CCM的PFC控制器，被命名為ICElPCSOI，是基于一種新的控制方案開發(fā)出來的。與傳統(tǒng)的PFC解決方案比較，這種新的集成芯片（IC）無需直接來自交流電源的正弦波參考信號。該芯片采用了電流平均值控制方法，使得功率因數(shù)可以達到1.另外，還有IR公司的IRIS51XX系列，基于單周期控制原理，不需要采集輸入電壓，外圍電路簡單。

最后，怎樣提高功率因數(shù)校正器的動態(tài)響應是當前擺在我們面前的一個難題。

4.2 單級功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢

在20世紀90年代初提出了單級功率因數(shù)校正器，主要是將PFC級和DC/DC變換級集成在一起，兩級共用開關(guān)管。如圖7所示。它與傳統(tǒng)的兩級電路相比省掉了一個MOSFET，增加了一個二極管。另外，其控制采用一般的PWM控制方式，相對簡單。但是單級功率校正存在一個非常嚴重的問題：當負載變輕時，由于輸出能量迅速減小，但占空比瞬時不變，輸入能量不變，使得輸入功率

大于輸出功率，中間儲能電容電壓升高，此時占空比減小以保持DC/DC級輸出穩(wěn)定，最終達到一個新的平衡狀態(tài)。這樣中間儲能電容的耐壓值需要很高，甚至達到1000V.當負載變重時，情況相反。怎樣降低儲能電容卜的電壓是現(xiàn)在單級功率因數(shù)校正研究的熱點。

4.3 常用的功率因數(shù)校正芯片

4.3.1 非連續(xù)電流模式PFC芯片

IFX（英飛凌）TDA4862、TDA4863

ST L6561、L6562

Fairchield（快捷半導體）FAN7527

TI UC3852、UCC38050

SC SG6561

ON MC33262、MC34262、MC33261

4.3.2 連續(xù)電流模式PFC芯片

IFX TDAl6888（PFC+PWM）、

1PCS01（PFC）

ST L498I

Fairchield FA4800（PFC+PWM）

TI UC3854、UCC3817、UCC3818

5 結(jié)語

總結(jié)和歸納了各種有源功率因數(shù)校正技術(shù)及電路拓撲，敘述了它們的工作原理，并比較了它們的優(yōu)缺點。