Fairchild最新集成式PFC/PWM組合解決方案

Fairchild最新集成式PFC/PWM組合解決方案

電源工程師一直都在尋找既能實現(xiàn)一系列電路保護功能，又可以使電源符合愈來愈嚴格效率規(guī)范的簡單設計方法。本文將探討一個結合了boost功率因數(shù)校正轉換器與雙管正激式脈寬調控轉換器的高集成度半導體解決方案，只需極少數(shù)外部元件，就可以擁有多種電路保護功能與補償功能，并符合IEC-1000-3-2規(guī)范。

PFC+PWM控制

FAN480X是由功率因數(shù)校正((PFC)和脈寬調控(PWM)兩種平均電流模式控制器組成，其中PFC級采用的開關充電式乘法器技術，可以獲得較高的功率因數(shù)與較低的總諧波失真(THD)；而PWM可以選擇采用電流模式控制或是電壓模式控制。PFC調控為上升沿調制，而PWM則采用下降沿調制，因為采用不同觸發(fā)的調制可以降低PFC輸出電容上的紋波電壓。另外，F(xiàn)AN480X增加可編程的兩段式PFC輸出功能，可以提高低壓輸入且輕載時的系統(tǒng)效率。

FAN480X具有多種保護功能，包括PWM與PFC的軟啟動、PFC過壓/欠壓、逐周期電流限制、PFC輸入欠壓等，確保電源與后級設備不受損壞。使用者可以利用本篇所述的方程，選擇所需的關鍵組件。圖1為FAN480X ATX的應用線路圖，其中輸出功率為300W(10W為待機電源)，交流輸入電壓范圍是75VAC~264VAC，PFC電路提供380V輸出電壓作為后級雙管正激轉換器的輸入，兩部分的開關頻率均為65kHz。

FAN480X 的PFC部份工作在連續(xù)電流模式，可以幫助降低升壓電感電流的變化率，適用于較大功率的應用。增益調節(jié)器可以為電源提供較高的功率因數(shù)與較低的總諧波失真，是PFC級的核心，可以針對不同的輸入電壓、頻率，有效值電壓和PFC輸出電壓對電流環(huán)做出響應，如(1)式所示.。增益調節(jié)器的功能是產生控制信號給PFC級，控制其占空比使輸出電壓維持穩(wěn)定；VRMS平方的倒數(shù)可以為高壓和低壓提供恒定功率，圖2與圖3分別顯示FAN480x的增益調節(jié)器的工作原理與應用電路。

PFC的電流回路補償

FAN480X在PFC部份有兩個控制回路，一個為電流控制回路，另一個為電壓控制回路。電流控制回路會基于由IAC所產生的基準信號來控制電流。電壓控制回路則穩(wěn)定輸出電壓，維持總諧波失真的平衡。圖4為一個簡化的電流回路示意圖，圖中PWM模塊部分包含了比較器、觸發(fā)器和MOSFET驅動輸出。電壓控制電壓源結合了輸入電壓源、整流器、MOSFET和升壓二極管。電流控制回路是針對較高頻的區(qū)段由L1R5乘積所產生的極點進行補償，這樣在分析電壓控制回路時就不需考慮電感特性。

電流回路的系統(tǒng)轉移函數(shù)可以借助小信號分析得出，如公式(2)所示，其中VRAMP是2.55V。

圖5為電流回路的頻率響應波特圖，其中GPWM_Boost是系統(tǒng)電流回路的開路頻率響應；GPWM_Boost_fc是功率誤差放大器補償?shù)念l率響應；GClose是閉回路的增??。系統(tǒng)電流閉回路帶寬是當閉回路增益為1時的交叉頻率fC(crossover frequency)所決定的。利用(3)式便可以計算出系統(tǒng)電流閉回路增益為1時所需要的補償增益。

電流回路補償網絡包含了代表系統(tǒng)沒有穩(wěn)態(tài)誤差的原極點，一個可以增加系統(tǒng)閉回路的帶寬與相位裕量的零點，以及一個可以降低高頻下系統(tǒng)閉回路的干擾的極點。交叉頻率應該設定在開關頻率的1/6~1/10，而把零點與極點調整到適當?shù)闹悼梢苑€(wěn)定系統(tǒng)，并獲得較好的瞬時響應，所以建議將零點放在交叉頻率的十分之一帶寬，極點則放在交叉頻率的十倍帶寬。

PFC的電壓回路補償

圖7為一個電壓回路控制示意圖，原理為通過電流源去控制電壓控制回路，并對輸出電容進行充放電的動作。這里假設電流回路控制產生一電流弦波，并且對C17進行充放電而C17再提供直流電流給負載電阻。電壓誤差放大器控制電流的振幅，且電壓回路包含了電流回路。換句話說，電壓控制電流源將輸入電壓源、整流器、電感與二極管整合在一起，產生一個振幅與電壓誤差放大器輸出成正比的電流弦波。

要避免增加電流波形中三次諧波的振幅并降低總諧波失真，電壓閉回路帶寬應該設定在10到30Hz之間。較低的帶寬將會使出現(xiàn)在電流波形的二次諧波以及總諧波失真降到最小。使用低帶寬的電壓閉回路主要原因為輸入電壓與PFC輸出電壓上的紋波相位的不同；而PFC的負載決定相位的差異這是一個自然的反應。假如不衰減紋波電壓，紋波電壓將會成比例的進入增益調節(jié)器，且形成電流波形失真。C16的電容下降(roll-off)特性通常被使用于降低二次諧波的振幅，可是太低的電壓閉回路帶寬會造成瞬時響應的問題，所以允許一些二次諧波的存在是可以被接受的。這方法有助協(xié)調總諧波失真與瞬時響應的需求的適度取舍，假設交叉頻率是30Hz，并且零點頻率為3Hz，我們將在交叉頻率處設置一個極點。利用下式便可以得到輸出電容C17上的二次諧波紋波大小。

在上式中，fline是線頻率，ZC17是大電容在二次諧波下的容抗，VC17_SH是二次諧波的紋波電壓，△VEA是電壓誤差放大器的輸出范圍，VVEA-H 和 VVEA-L分別是電壓誤差放大器的最大值與最小值。根據(jù)圖7電壓回路控制示意圖，電壓誤差放大器的增益以及電阻的比例關系可由式(8)與(9)表示。

在這里，α是總諧波失真的比率，△VEA是電壓誤差放大器的輸出范圍，GVD是分壓網絡增益。在二次諧波上電壓誤差放大器的增益由式(10)與(11)表示。

GEA_SH和ZEA_SH是誤差放大器增益與二次諧波頻率下的容抗，GmV是電壓誤差放大器的跨導。要在二次諧波頻率下電壓閉回路增益確保有足夠的下降(roll-off)特性，C16電容可由式(12)所決定。

圖8為電壓回路的頻率響應波特圖，利用與電流回路相同的方式去找出R12 和 C15；式(13)定義出升壓部分在穿越頻率處的增益(GVL_Boost_fVC)，式(14)將式(13)轉成log形式；閉環(huán)增益保證了曲線下降與橫軸的相交，R12 與C15的值可由式(15)與(16)決定。