大功率電動汽車充電機的設(shè)計

圖2 充電機控制結(jié)構(gòu)示意圖

開關(guān)電源主回路設(shè)計
電動汽車充電機采用的大功率高頻開關(guān)電源的原理框圖如圖3所示，由三相橋式不可控整流電路對三相交流輸入進行濾波整流，功率因數(shù)校正預穩(wěn)壓800V后經(jīng)高頻DC/DC半橋功率變換器，濾波輸出直流700V為動力蓄電池充電。經(jīng)過分析計算，變壓器采用雙E65磁芯，初級線圈12匝，則根據(jù)輸出電壓最高700V、輸入電壓最低780V、最大占空比0.95可求得次級繞組圈數(shù)N2，N2=(12/780)×(700/0.95)=11.33，考慮漏感、次級整流壓降等因素取N2為12匝。

圖3 充電機電源的原理框圖

由于電動汽車充電機為非線性負荷，會產(chǎn)生諧波，對電網(wǎng)是一種污染。必須采取有效措施，如功率因數(shù)校正或無功補償?shù)燃夹g(shù)，限制電動汽車充電機進入電網(wǎng)的總諧波量。為提高功率因數(shù)，降低輸入電網(wǎng)諧波，采用有源功率因數(shù)校正電路，如圖4所示。它采用三相三開關(guān)三電平BOOST電路，工作在連續(xù)模式，開關(guān)采用兩個MOSFET組合成的雙向開關(guān)。圖中，開關(guān)S1，S2，S3是雙向開關(guān)。由于電路的對稱性，電容中點電位VM與電網(wǎng)中點的電位近似相同，因而通過雙向開關(guān)S1、S2、S3可分別控制對應相上的電流。開關(guān)合上時對應相上的電流幅值增大，開關(guān)斷開時對應橋臂上的二極管導通(電流為正時，上臂二極管導通；電流為負時，下臂二極管導通)。在輸出電壓的作用下Boost電感上的電流減小，從而實現(xiàn)對電流的控制。其控制電路采用三個控制芯片UC3854A，相電壓通過三相隔離變壓器向UC3854A提供同步信號和預校正信號，電流反饋采用霍爾電流互感器，分別控制三個開關(guān)，形成三個電流反饋內(nèi)環(huán)和一個電壓反饋外環(huán)的多閉環(huán)系統(tǒng)。該電路的優(yōu)點在于結(jié)構(gòu)簡單，每相僅需一個功率開關(guān)。具有三電平特性諧波電流小，開關(guān)管電壓電流應力小。不需要中線，無三次諧波，滿載時功率因數(shù)很高。開關(guān)應力小，關(guān)斷壓降低，開關(guān)損耗低，共模EMI低。

圖4 三相三開關(guān)三電平APFC電路拓撲圖

DC/DC功率變換器采用半橋電路拓撲，功率器件少，控制簡單，可靠性高。如圖5所示，采用MOSFET和IGBT并聯(lián)技術(shù)，充分利用了MOSFET開關(guān)速度快和IGBT導通壓降低的優(yōu)點。在電路上采取措施，使得MOSFET的關(guān)斷時間比IGBT延遲一定的時間，大大減小了IGBT的電流拖尾，降低了開關(guān)通態(tài)損耗，提高了效率和可靠性，使得半橋電路的輸出功率可以實現(xiàn)7kW。其輸出側(cè)采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。由于輸出電壓較高，全橋整流對變壓器利用率高，比較適合用于這種場合。

圖5 MOSFET/IGBT并聯(lián)組合開關(guān)電路

圖6 PWM強迫均流法工作框圖

系統(tǒng)采用PWM強迫均流法，工作框圖如圖6所示。這是一種系統(tǒng)電壓控制和強迫均流相結(jié)合的改進方法，其工作原理是將系統(tǒng)母線電壓Us和系統(tǒng)的基準電壓Ur相比較產(chǎn)生誤差電壓Ue，用該誤差電壓控制PWM調(diào)制器，得到的PWM信號去控制每一模塊的電流。每個模塊的電流要求信號都是相同的，PWM信號通過光耦與模塊的輸出電流進行比較，調(diào)節(jié)模塊參考電壓，從而改變輸出電壓，調(diào)節(jié)輸出電流，實現(xiàn)均流。這樣，每個模塊都相當于電壓控制的電流源。這種均流方式精度高，動態(tài)響應好，可控制模塊多，可以很方便地組成冗余系統(tǒng)。強迫均流依賴于某一模塊，如果該模塊失效，則無法均流，所以必須設(shè)計模塊故障退出功能。在強迫均流中，系統(tǒng)模塊數(shù)可達100個，即使模塊電壓相差較大，參數(shù)設(shè)置好后不需任何調(diào)整，均流精度優(yōu)于1％,負載響應快，無振蕩現(xiàn)象，滿足應用需要。