基于DSP的雙極性雙調(diào)制波高頻鏈逆變器實現(xiàn)

定時器GP工作在連續(xù)增減計數(shù)模式，即從零開始遞增計數(shù)至設(shè)定值，然后又遞減計數(shù)至零，如此循環(huán)，計數(shù)周期為開關(guān)管的一個開關(guān)周期。

高頻逆變橋各開關(guān)管的驅(qū)動信號為ugVS1，VS4，ugVS2，VS3，其產(chǎn)生過程較為簡單。如圖3所示，當定時器工作在增計數(shù)模式時，UgVS 1，VS4為高電平，ugVS2，VS3為低電平，而當定時器工作在減計數(shù)模式時，ugVS1，VS4為低電平，ugVS2，VS3為高電平。無論輸出電壓為何值，均在定時器計數(shù)至周期值或零時發(fā)生跳變，即計數(shù)值與比較寄存器值在H，H’點匹配。

周波變換器的控制信號為ugVS5，ugVS6，ugVS7，ugVS8，在圖3a中，當定時器工作在增計數(shù)狀態(tài)時，計數(shù)值與比較寄存器值在I點及J點發(fā)生比較匹配，ugVS5，ugVS8為高電平；當定時器工作在減計數(shù)狀態(tài)時，計數(shù)值與比較寄存器值在I’點及J’點發(fā)生比較匹配，ugVS5，ugVS8跳變?yōu)榈碗娖健gVS6，ugVS7分別與ugVS5，ugVS8互補，則可以產(chǎn)生4路移相PWM控制信號，移相角隨正弦規(guī)律略有變化。

圖3b與圖3a原理類似，只是ugVS5，ugVS7從超前臂變?yōu)闇蟊?，VS8，VS6從滯后臂變?yōu)槌氨邸］d波比較示意圖如圖3c所示，其中ur為調(diào)制波，um為其反值，uc為雙極性的三角載波，Tc為載波周期，A為正弦調(diào)制波幅值，B為三角載波幅值。

DSP的定時器工作在連續(xù)增減計數(shù)模式，設(shè)當定時器工作在增計數(shù)模式時三角波的斜率為k1，由圖3c及兩點直線方程可知：

設(shè)正弦調(diào)制波ur的函數(shù)為yr=sinωt，um的函數(shù)為ym=-sinωt。將t1，t2及在該時刻的函數(shù)值代入式(1)得到：

當開關(guān)頻率很高時，可認為sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc／4)，則得到周波變換器開關(guān)管第1個高頻脈沖寬度為：

式中：T／4=(t1+t2)／2；M為調(diào)制比，M=A／B。

當DSP的定時器工作在減計數(shù)模式時，設(shè)三角波的斜率為k2，同理得到：

當開關(guān)頻率很高時，可認為sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc／4)，則得到周波變換器開關(guān)管第2個高頻脈沖寬度為：

當載波比為偶數(shù)時，設(shè)載波比為2N，則周波變換器開關(guān)管的第n個高頻脈沖的寬度為：

根據(jù)以上對全橋移相PWM的原理分析，可以設(shè)計其實現(xiàn)的軟件和控制系統(tǒng)。

基于DSP的雙極性雙調(diào)制波高頻鏈逆變器的系統(tǒng)如圖4所示。DSP芯片為TMS320F2812。系統(tǒng)實現(xiàn)了雙極性雙調(diào)制波控制算法的程序，生成脈沖觸發(fā)信號，建立了正弦數(shù)據(jù)表，采用增量式PI算法完成了閉環(huán)控制算法。

4 仿真與實驗結(jié)果

基于上述理論分析和系統(tǒng)設(shè)計，通過仿真和實驗對方案進行了驗證。仿真參數(shù)：輸入直流電壓30 V，高頻變壓器變比38：34：34，輸出濾波電感1 mH，濾波電容4．4μF，開關(guān)頻率40 kHz，電阻負載，輸出電壓為400 Hz。LC濾波器前端的電壓為雙極性SPWM波，經(jīng)濾波后輸出正弦波。在單閉環(huán)控制下，高頻鏈逆變器分別帶阻容、阻感負載、突加電阻負載及帶整流性負載時的輸出電壓uo、電流io波形如圖5所示。系統(tǒng)空載時，uo的峰值處稍有畸變；帶整流性負載時uo在第1個周期沒有達到穩(wěn)定，且波形的正弦度略差。但系統(tǒng)帶電阻、阻容、阻感負載時，uo波動小，波形正弦度較高，總而言之，該高頻鏈逆變器具有良好的帶載能力。