三相五電平電流型變流器和基于多載波的PWM研究

0 引言
現(xiàn)有的關(guān)于多電平變流器的研究工作主要是針對電壓型變流器(Voltage Source Inverter，簡稱VSI)，電流型變流器(Current Source Inverter，以下簡稱CSI)應用范圍相對于VSI來說要少得多。在多電平逆變器中，PWM控制技術(shù)是多電平逆變器研究中一個相當關(guān)鍵的技術(shù)，它與多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)的提出是共生的；因為它不僅決定多電平逆變器的實現(xiàn)與否，而且，對多電平逆變器的電壓或電流輸出波形質(zhì)量，系統(tǒng)損耗的減少與效率的提高都有直接的影響。
一般來說，適用于多電平VSI的控制策略也同樣適用于多電平CSI；但是，PWM技術(shù)的應用是依賴于多電平變流器的拓撲結(jié)構(gòu)的。對于三相電流型多電平變流器而言，并非所有的拓撲都可以成功地應用PWM技術(shù)。基于工作原理的特殊性，PWM技術(shù)能夠成功應用到多電平CSI必須要考慮滿足兩個因素：
(1)要維持直流側(cè)電流的持續(xù)導通；
(2)要考慮三相電流的相互耦合的影響。
對于單相CSI，毋庸置疑可以采用PWM技術(shù)。對于三相組合多電平CSI和帶中性線星型負載的三相多電平CSI，由于每個逆變器之間的控制是相對獨立的，也能夠方便地采用PWM技術(shù)。
本文分析了一種電流型五電平逆變器拓撲。該類拓撲結(jié)構(gòu)非常簡單，所用開關(guān)器件和均流電感的數(shù)目非常少。文中還介紹了幾種適用于電流型變流器的調(diào)制方式，并用PD、POD、APOD、混合載波調(diào)制以及載波帶頻率變化的PWM方法對文中的拓撲進行了仿真分析，給出了輸出波形，并對這幾種調(diào)制方式進行了比較。

l 多電平CSl的PWM控制策略
人們在兩電平SPWM技術(shù)的基礎(chǔ)上，提出了許多PWM方法。常見的控制方法有以下幾類：基于載波的PWM技術(shù)、空問矢量PWM調(diào)制、其他控制方式等。下述一些適用于電壓型變流器的調(diào)試方式也同樣適用于電流型變流器。
1．1 階梯波調(diào)制方法
典型的階梯波凋制參考電壓和輸山電壓波形如圖1所示，很顯然，輸出電壓電平臺階的產(chǎn)生，實際上是對作為模擬信號的參考電壓的一個量化逼近過程，這種調(diào)制方法對功率器件的開關(guān)頻率沒有很高的要求，所以可以用低開關(guān)頻率的大功率器件，控制上硬件實現(xiàn)方便。該方法的缺點是，由于開關(guān)頻率較低，輸出電壓諧波含量較大，因而常用于電力系統(tǒng)無功補償?shù)葓龊稀?

1．2 開關(guān)點預制PWM方法
該方法類似于兩電平開關(guān)點預制PWM方法，如圖2所示。不同的是，在多電平逆變器的控制中，預制的“凹槽”位于階梯波上，而不是位于方波上，如圖2所示。用于消除特定次諧波的“凹槽”位置信息，先離線計算后存于存儲器中；運行時，實時讀出后進行輸出控制。因此，這種方法受到計算時間和存儲容量的限制。

1. 3 多電平消諧波PWM方法
N電平變流器中，N一1個具有相同的頻率和相同的幅值的三角載波并排放置，形成載波組，以載波組的水平中線作為參考零線。根據(jù)二角載波的相位，PWM控制有如下3種形式。
(1)Phase Disposition(PD)各個三角載波相位一致，如圖3(a)所示，相應的輸出波形見圖3(b)；
(2)Phase Opposition Disposition(POD)參考零線以上，二角載波相位一致；參考零線以下，三角載波相位與前者相反，如圖3(c)所示；
(3)Alternative Phase Opposition Disposition(APOD)。各個三角載波從上至下依次相反，如圖3(d)所示。

每個正弦調(diào)制波有相同的頻率ωm和幅值A(chǔ)m。每個載波系列均有相同的頻率ω。和相同的峰峰值A(chǔ)c。設(shè)m是多電平CSI的電平數(shù)，則幅值調(diào)制比mn和頻率調(diào)制比mf分別定義如下：
1．4 載波帶頻率變化的PWM方法
在傳統(tǒng)的消諧波PWM方法中，上部和下部開關(guān)的開關(guān)頻率要大于中間載波帶的開關(guān)頻率，為了平衡上部、下部和中間開關(guān)的開關(guān)頻率，Tolbert提出了載波帶頻率變化的PWM方法，其原理如圖4所示。該方法是在SHPWM的基礎(chǔ)上，適當增加中間各開關(guān)所對應的載波帶的載波頻率，以平衡上部、下部和中間開關(guān)的開關(guān)頻率。

1．5 相移載波PWM方法
相移載波PWM方法一般用在級聯(lián)型或組合型電流型多電甲逆變器。該方法的原理如圖5所示。對于一個m電平的變換器，每相采用m一1個具有相同頻率fc和相同峰一峰值A(chǔ)c的三角載波與一個頻率為fm，幅值為Am的正弦波相比較；m一1個三角載波對稱分布于零參考的正負兩側(cè)，而且三角波之間依次相移360／(m一1)。在正弦波與三角波相交的時刻，如果調(diào)制波的幅值大于某個三角波的幅值，則開通相應的開關(guān)器件，反之，如果調(diào)制波的幅值小于某個三角波的幅值，則關(guān)斷該器件。由于相鄰三角載波之間有一個相移，這一相移使得所產(chǎn)生的SPWM脈沖在相位上錯開，從而使晟終迭加輸出的SPWM波等效開關(guān)頻率提高到原來的m―l倍，因此可在不提高開關(guān)頻率的條件下，大大減小輸出諧波。

2 電流型5電平逆變器拓撲
圖6所示為三相分相控制式五電平CSI。該拓撲由三個單相五電平CSI單元組成，三相逆變器的每一相對應一個單相CSI單元，三個CSI單元之間通過星型負載的中性線進行解耦，即每個逆變器單元之間的控制是相對獨立的，三個單相CSI單元之間的控制信號依次相差120。圖6中，每個開關(guān)管由MOS管和一個快恢復二極管串聯(lián)而成。La，Lb，Lc與Ca，Cb，Cc組成低通濾波器以濾出輸出電流諧波。ZA，AB，AC表示三相交流負載。IA，IB，IC表示3個獨立電流源。

每個單相五電平CSI單元的工作原理參見文獻，電感L1(起均流、分流作用)和開關(guān)S5～S8組成直流母線電流改變電路，開關(guān)S1~S4以及負載組成逆變電路。其對應的閉合開關(guān)狀態(tài)和輸出電流的對應關(guān)系見表l，其中Sn、Sn+1為互補開關(guān)對，n=1，3，5，7。

3 PD、POD、APOD和載波頻率變化調(diào)制PWM仿真分析
利用PD、POD、APOD和載波頻率變化調(diào)制PWM對系統(tǒng)進行仿真。仿真參數(shù)如下：載波比mf為32，調(diào)制比ma為0．8；均流電感100mH，負載5Ω，濾波電感5mH，電容50μF，直流電流源10A。POD調(diào)制方式仿真得到波形圖如圖8所示。

POD、APOD調(diào)制方式仿真結(jié)果和上述相似，由于篇幅所限，波形不再列出。利用PD、POD、APOD三種調(diào)制方式測出輸出波形的諧波總畸變率如下。

可以看出，三種多載波調(diào)制方式的輸出波形THD相差不大，但是PD型PWM調(diào)制在載波諧波處，諧波幅值較大，而邊帶諧波幅值明顯小于后兩種。對于奇數(shù)電平變流器，POD型、APOD型PWM輸出不含載波諧波。單就低次主導諧波的分布和含量而言，不論電平數(shù)為奇數(shù)或偶數(shù)，APOD型都是最好的。從淵制原理上，APOD型與載波CPS―SPWM技術(shù)的調(diào)制效果完全一致。在對低次諧波特性要求比較高的場合，比如單位功率崗數(shù)校正裝置(Unity Power Factor Conetion)等，APOD型更為適用。
從輸出的五電平電流波形可以看出，1／2電平數(shù)遠少于/電平數(shù)。因為位于最上和最下的兩個三角波和正弦波交點多，開關(guān)導通次數(shù)多于位于中間兩個載波帶的開關(guān)，為了平衡上下部和中間開關(guān)的頻率，采用如圖4所示載波頻率改變的調(diào)制方式對系統(tǒng)進行仿真。中間兩列三角波載波比為100，上下兩列三角波載波比為32，其他仿真參數(shù)同上。圖9所示為是未采用載波帶頻率變化調(diào)制的波形，圖10所示是采用載波帶頻率變化調(diào)制的輸出波形，可以看出，圖lO中的1／2電平數(shù)明顯多于圖9，1／2電平和/電平數(shù)近似相等，這樣保持了上下部和中間開關(guān)導通負荷的一致。

4 結(jié)語
本文分析了一種三相五電平電流型變流器拓撲原理，介紹了一些適用于電流型變流器的調(diào)制方法。并用PD、POD、POD進行了仿真分析，給出了各自的諧波總畸變率THD，并比較了各自的特點，分析表明這三種調(diào)制方式對于輸出相電流的影響不大。為了甲衡開關(guān)導通負荷，采用了載波帶頻率變化的PWM調(diào)制方式，平衡了上下部和中間開關(guān)的頻率。