單片開關電源工作模式的設定及反饋理論分析

式中，IPRI為初級（PRIMARY）電流，它包含著峰值電流IP和脈動電流IR。II是初級電流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源導通電壓，tON為導通時間。由于VD截止，初級與輸出負載隔離，因此原來儲存在C2上的電能就給負載供電，維持輸出電壓不變。此時電能以磁場能量的形式儲存在高頻變壓器內(nèi)。
在TOPSwitch關斷期間，高頻變壓器中的磁通量開始減小，并且次級繞組的感應電壓極性發(fā)生變化，使得VD因正向偏置而導通。儲存在高頻變壓器中的能量就傳輸?shù)捷敵鲭娐罚环矫娼oRL供電，另一方面還給C2重新充電。次級電流就從初始值按下式衰減：

式中，IS為次級(SECONDARY)電流，IPNP／NS為次級電流的初始值。IP為初級電流在TOPSwitch導通結束前的峰值。UF1為輸出整流管VD的正向導通壓降。tOFF是TOPSwitch的關斷時間。在TOPSwitch關斷期間，如次級電流IS衰減到零，輸出電流就由C2來提供。
TOPSwitch有兩種工作方式，這取決于關斷期間最后的IS值。若在關斷期間IS衰減到零，就工作在不連續(xù)方式。若IS的衰減結果仍大于零，則工作在連續(xù)模式。
2.2實際情況下兩種工作模式的反饋原理
在理想情況下，不考慮反饋電路中寄生元件（分布電容和泄漏電感）的影響。但實際情況下必須考慮分布電容和泄漏電感的影響，因此在工作波形中存在尖峰電壓和尖峰電流。
1）實際不連續(xù)模式的反饋原理
實際不連續(xù)模式的工作波形及簡化電路原理如圖3所示。由圖3（b）可見，在不連續(xù)模式下每個開關周期被劃分成3個階段。另外，在實際電路中還存在著3個寄生元件：初級繞組的漏感LP0，次級繞組的漏感LS0，分布電容CD。其中，CD是TOPSwitch的輸出電容COSS與高頻變壓器初級繞組的分布電容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面專門討論這些寄生元件對電路的影響。

在階級1，隨著TOPSwitch導通，CD就放電。上一周期結束時儲存在CD上的能量ED在初始就被釋放掉。因為ED與UCD2成正比，所以當CD的容量較大時，電源效率會明顯降低，這在UI很高時更是如此。需要說明，在階段1因高頻變壓器正在儲存能量且次級繞組的電流為零，故漏感的影響可不予考慮。
在階段2，TOPSwitch關斷。上一階段中高頻變壓器儲存的能量傳輸給次級繞組。此時漏感LP0和LS0都試圖阻礙電流的變化。具體講，LP0是要阻礙初級電流IPRI的減少，而LS0試圖阻礙次級電流IS的增大。于是在IPRI減小和IS增大的過程中，就形成一個“交叉區(qū)”。最終結果是IPRI沿斜線降為零，其斜率由漏感LP0和初級電壓所決定；IS則沿斜線上升到峰值ISP，斜率由漏感LS0和次級電壓所決定。關鍵問題是在交叉區(qū)內(nèi)初級電流必須保持連續(xù)。當被衰減的初級電流流過CD時，就將CD充電到UP。這個由漏感LP0產(chǎn)生的峰值電壓就疊加在UDS的波形上，形成漏感尖峰電壓，亦稱作漏－源峰值脈沖。有關系式
UDS=UI＋UOR＋UP（8）
在實際電路中利用鉗位保護電路，可將UDS鉗制在TOPSwitch的漏－源擊穿電壓額定值（700V或350V，視芯片而定）以下，避免因UP使UDS升高而損壞芯片。
在階段3，感應電壓UOR降為零。高頻變壓器已將在階段1存儲的能量全部釋放掉，使漏－源電壓從階段2結束時的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于該電壓變化又通過激勵由雜散電容和初級電感構成的諧振電路，產(chǎn)生衰減震蕩波形，并疊加到UDS波形上，直到TOPSwitch再次導通時才停振，因此在階段3的UDS波形出現(xiàn)了波谷與波峰。顯然，這個衰減振蕩波形對CD上的電壓和能量，起到了“調制”作用，并在下一個開關周期開始時，決定轉換的功率損耗。
2）實際連續(xù)模式的反饋原理
實際連續(xù)模式的反饋電路中也存在著與不連續(xù)模式相同的寄生元件，另外還需考慮輸出電路的實際特性。理想的整流管應當沒有正向導通壓降和反向恢復時間。結型整流管的反向恢復時間是由少數(shù)載流子通過二極管結點而產(chǎn)生的，肖特基二極管則是由結電容引起的。對于單片開關電源，推薦使用反向恢復時間極短的肖特基二極管，或者超快恢復二極管作為輸出整流管。不得使用普通低速整流管，因為后者不僅使得高頻損耗增大、效率降低，還會造成整流管的熱擊穿。
實際連續(xù)模式的工作波形如圖4所示。在階段1，TOPSwitch開始導通時次級仍有電流通過，這說明在導通瞬間，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其結果是TOPSwitch導通功耗比不連續(xù)模式要高一些。這是由于在分布電容CD上還存儲額外能量的緣故。此外，在次級繞組輸出關斷之前，還必須對次級漏感LS0充電，致使在IS增大、IPRI減小過程中又產(chǎn)生了電流交叉現(xiàn)象。一旦LS0被充好電，輸出整流管就被反向偏置而截止，使次級電流IS變?yōu)榱?，而IS的這一變化又感應到初級繞組，導致初級電流波形的前沿出現(xiàn)了一個反向恢復電流峰值（尖峰電流）。該尖峰電流使初級電流瞬間突然增大，很容易造成內(nèi)部過流保護電路誤動作。為此，TOPSwitch內(nèi)部專門設計了前沿閉鎖電路。其作用就是在TOPSwitch剛導通時將過流比較器輸出的上升沿封鎖180ns的時間，以便能躲過尖峰電流，防止造成誤觸發(fā)。

在TOPSwitch的關斷期間，也不存在階段3，只有階段2。在關斷的瞬間受漏感LP0和LS0的影響，初級電流和次級電流也會形成一個交叉區(qū)，這使得UDS上升到（UI＋UOR）。但與不連續(xù)模式所不同的是，感應電壓UOR將一直存在到TOPSwitch再次導通為止，所以不存在UOR降到零后的時間間隔（即階段3）。