小電流紋波的ZVZCS全橋PWM變換器研究

作者：時(shí)間：2012-03-02 來源：網(wǎng)絡(luò)

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3 輸出電感的零電流紋波
輸出濾波電感上有零電流紋波。引入一個(gè)輔助電路可大幅降低零電流紋波，且不影響DC／DC轉(zhuǎn)換和ZVZCS過程，如圖2a所示。簡化的耦合電感等效電路模型如圖2b所示。電流耦合電感模型由理想變壓器和漏感組成。假設(shè)電感波形的等效變換u1和u2是相等的，那么初、次級(jí)漏感為：LI1=(1-kn)L1，LI2=n(n-k)L1。其中，耦合系數(shù)k=Lm／

，匝比

。Lm為互感系數(shù)，L1，L2分別為初、次級(jí)繞組自感。若滿足n=k，次級(jí)漏感將降為零。初級(jí)電感中存在零電流紋波，可通過改變n，k減小紋波。文獻(xiàn)中k的變化是連續(xù)的，而改變線圈匝數(shù)使得n變成離散的。因此，改變n的方法可很容易實(shí)現(xiàn)該電路要求。

本文引用地址：http://2s4d.com/article/177831.htm

4 主要參數(shù)的選取
取Uin=400 V，變壓器初級(jí)最大導(dǎo)通占空比Dmax=0．8，LIK=3．6 μH，輸出電壓Uo=48 V，開關(guān)頻率fs=100 kHz，由于IGBT能產(chǎn)生電流拖尾現(xiàn)象，所以滯后臂與超前臂的死區(qū)時(shí)間應(yīng)該被設(shè)置長些，在此取3μs。并聯(lián)在VS3兩端的C3在[t4～t5]時(shí)刻完全放電才能保證VS3實(shí)現(xiàn)ZVS開通，并滿足：t3-t4=(1／ωα)arcsin[(n2uCc)／(IoZα)]≤π／(2ωα)]，經(jīng)計(jì)算C3=2．169nF，實(shí)際取C1=C3=2．2nF。
變壓器初、次級(jí)匝數(shù)比是在變壓器初級(jí)最大占空比及最低輸入電壓前提下，次級(jí)輸出電壓能達(dá)到的最大值，即n≤UinminDmax／Uomax。經(jīng)計(jì)算，取n=4。
在t4時(shí)刻，Cc提供能量，開始放電。若使滯后臂能夠完全實(shí)現(xiàn)ZCS，應(yīng)使漏感中儲(chǔ)存的能量小于Cc中儲(chǔ)存的能量，即漏感中儲(chǔ)存電荷的續(xù)流放電時(shí)間小于Cc中儲(chǔ)存的磁通鏈的放電時(shí)間。，進(jìn)而可推導(dǎo)出：。由上式可見，Cc越大，越容易實(shí)現(xiàn)變換器滯后臂的ZCS變換，但會(huì)使充電時(shí)間變長，為降低對(duì)其他工作階段的影響，取Cc=0．2μF。
輸出濾波電感電流Io較大，濾波電容Co充電，輸出電壓Uo會(huì)增大；反之，Uo會(huì)減小，因此Uo會(huì)有個(gè)小的波動(dòng)電壓△uo。一個(gè)開關(guān)周期中，Co的充電電荷計(jì)算公式為：△Q=△iLTL／8，推出△uo=△Q／Co，由于電容有損耗，設(shè)計(jì)中取Co=50μF。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析
建立以2．5 kW，100 kHzIGBT作為基本元件的ZVZCS移相全橋 PWM變換器的仿真模型。初級(jí)電壓、電流波形如圖3a所示，實(shí)現(xiàn)初級(jí)的逆變功能，為整流過程的輸入提供了基本保障。圖3b為滯后臂開關(guān)波形，可見VS2關(guān)斷前流過電流為零，所以實(shí)現(xiàn)了ZCS。傳統(tǒng)電路和改進(jìn)電路的電感電流紋波如圖3c，d所示。可見，改進(jìn)電路的紋波遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)電路波形。小的半圓形電流紋波是由Cc的充電電流引起的。由實(shí)驗(yàn)可知，所有得到的波形在誤差允許范圍內(nèi)滿足要求。

6 結(jié)論
改進(jìn)電路有很多優(yōu)點(diǎn)：電流紋波極小、電路中使用無損耗元件、無附加激勵(lì)開關(guān)、帶負(fù)載能力強(qiáng)、占空比丟失小、設(shè)備電壓和電流壓力最小化等。由于低損耗的優(yōu)點(diǎn)，使得改進(jìn)的變換器因大功率密度而可被應(yīng)用于大功率(大于1kW)設(shè)備。