一種新的MIMO-OFDM同步技術(shù)研究

對(duì)MIMO-OFDM[2]系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，時(shí)間同步方面，接收端需要對(duì)各個(gè)天線上的信號(hào)分別進(jìn)行延時(shí)估計(jì)和調(diào)整。頻率同步方面，接收端需要對(duì)各個(gè)天線上的信號(hào)分別進(jìn)行頻率偏移估計(jì)和補(bǔ)償。傳統(tǒng)的MIMO-OFDM同步算法，未能完全解決這種情況下的同步問(wèn)題。這種新的適用于 MIMO-OFDM系統(tǒng)的時(shí)間頻率同步算法考慮了各發(fā)射天線到達(dá)時(shí)延各不相同的情況，因此具有更廣泛意義，可適用于分布式M

1、MIMO-OFDM技術(shù)概述

對(duì)MIMO-OFDM技術(shù)來(lái)說(shuō)，其核心部分是OFDM技術(shù)和MIMO技術(shù)。OFDM通過(guò)將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內(nèi)轉(zhuǎn)換為平坦信道[3]，從而減少了多徑衰落的影響。而MIMO技術(shù)能夠在空間中產(chǎn)生獨(dú)立的并行信道同時(shí)傳輸多路數(shù)據(jù)流，這樣就有效地增加了系統(tǒng)的傳輸速率。這樣，OFDM和MIMO兩種技術(shù)的結(jié)合，就能達(dá)到兩種效果：一種是系統(tǒng)具備很高的傳輸速率，另一種是通過(guò)分集達(dá)到很強(qiáng)的可靠性。

2、MIMO-OFDM同步技術(shù)研究現(xiàn)狀

在MIMO系統(tǒng)中，由于發(fā)射天線的增加導(dǎo)致發(fā)射信號(hào)不但要受到與傳統(tǒng)單天線系統(tǒng)中相同的各種干擾的影響，而且還存在天線間干擾。因此MIMO- OFDM系統(tǒng)中的同步問(wèn)題比單天線系統(tǒng)中要困難得多，許多用于單天線系統(tǒng)的同步方法不能直接應(yīng)用于MIMO-OFDM系統(tǒng)。目前對(duì)MIMO-OFDM系統(tǒng)同步的研究還剛剛開(kāi)始，公開(kāi)發(fā)表的文獻(xiàn)還不多，其中既有研究集中式MIMO的，也有研究分布式MIMO的，但研究集中式MIMO的居多，而且在分布式 MIMO中大都是研究頻率同步的，沒(méi)有研究時(shí)間同步，都假設(shè)時(shí)間同步已經(jīng)完成，而且各天線對(duì)之間的時(shí)延均相同。

3、新的MIMO-OFDM同步算法

3.1　系統(tǒng)設(shè)計(jì)

算法框圖如圖1所示。

圖1　MIMO-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

假設(shè)一個(gè)MIMO-OFDM系統(tǒng)有N個(gè)子載波，M個(gè)發(fā)射天線，P個(gè)接收天線，定義第m個(gè)發(fā)射天線上的OFDM調(diào)制信號(hào)為：

假設(shè)頻偏為ε，則第p個(gè)接收天線接收到的信號(hào)為：

這里△表示多徑信道的徑數(shù)，hlmp表示第mp個(gè)MIMO子信道中第l徑的衰落系數(shù)。Sl表示MIMO子信道中第l徑的時(shí)延。dm表示接收天線收到各路發(fā)射天線信號(hào)的相對(duì)時(shí)延。這里定義第一路發(fā)射天線的相對(duì)時(shí)延是零。Np(t)是第p路接收天線上的加性噪聲，設(shè)

Dp=max{d1,d2,…,dm}。

這種新的時(shí)間同步算法適用于各路天線到達(dá)時(shí)延不同的情況。傳統(tǒng)的MIMO-OFDM[4]系統(tǒng)同步算法并不能解決當(dāng)各路天線到達(dá)時(shí)延不同時(shí)的同步問(wèn)題。針對(duì)這種情況，我們提出了新的導(dǎo)引符號(hào)配置方法：第一，頻域各天線的訓(xùn)練序列分開(kāi)放置，用來(lái)區(qū)分不同時(shí)延，可以進(jìn)行時(shí)間精同步；第二，在接收端時(shí)域，這些分開(kāi)放置的訓(xùn)練序列又具有相同的兩個(gè)半段，可以用來(lái)做時(shí)間粗同步和頻率粗同步。

在發(fā)射端的頻域，如果訓(xùn)練序列的齊位插入偽隨機(jī)序列，偶位插入零，那么經(jīng)過(guò)IFFT之后就可以得到前后兩個(gè)相同的半段序列。于是我們的訓(xùn)練序列的插入方法如下，該方法可以保證M條發(fā)射天線上的訓(xùn)練序列經(jīng)過(guò)IFFT之后，都可以得到兩個(gè)相同的半段序列。因此即使當(dāng)各個(gè)發(fā)射天線到達(dá)接收天線的時(shí)延不同時(shí)，接收天線依然可以得到兩段相同的序列。

定義每個(gè)天線發(fā)射的訓(xùn)練序列為Tm(i)，其中插入的偽隨機(jī)序列為Cm(k)，長(zhǎng)度為Q，這里總的子載波數(shù)N和發(fā)射天線數(shù)M間必須滿足：N=2MQ，第m個(gè)發(fā)射天線插入練序列的方式為

上式中i=0,1,….,N-1。

圖2　訓(xùn)練序列插入方式

如圖2所示，這樣插入就保證了每路發(fā)射天線的訓(xùn)練序列都是在偶位全為零，奇位則為偽隨機(jī)序列和零，可以保證在IFFT之后，每路天線的導(dǎo)引在時(shí)域都對(duì)稱，這樣在時(shí)延不同的情況下疊加，都可以得到兩個(gè)相同的半段序列。

設(shè)tm(i)是對(duì)應(yīng)的Tm(i)經(jīng)過(guò)IFFT之后的結(jié)果：

如圖3所示，假設(shè)ai，bi，ci分別是t1(i)，t2(i)，t3(i)的序列。d2，d3分別是t2(i)，t3(i)序列相對(duì)于t1(i)的延遲。當(dāng)d3為最大延遲時(shí)，按照?qǐng)D中的方式疊加后，兩個(gè)半段序列1和2是完全相同的。

圖3　時(shí)域上各路有延遲的序列疊加

3.2　時(shí)間同步

3.2.1　粗同步

首先在接收端建立一個(gè)長(zhǎng)度為N的滑動(dòng)窗，按照我們提出的訓(xùn)練序列插入方式，當(dāng)處于正確的時(shí)間點(diǎn)時(shí)，在滑動(dòng)窗中的訓(xùn)練序列就是兩個(gè)相同的前后部分。

考慮到M路天線相對(duì)延遲不同，所以前后兩個(gè)半段有Dp長(zhǎng)度部分不同。于是我們可以定義時(shí)間粗同步公式為：

上面的計(jì)算，因?yàn)槌袅松厦嫣岬降男〔糠值牟煌栽谟?xùn)練序列正好對(duì)齊的時(shí)候就可以得到一個(gè)歸一化的峰值。

然后設(shè)置一個(gè)硬判門限和搜索長(zhǎng)度L，將從M(d)超過(guò)門限的滑動(dòng)窗中的那段序列開(kāi)始，連續(xù)將L個(gè)長(zhǎng)度為N的序列送入后續(xù)的精同步部分處理，并且記錄超過(guò)門限的時(shí)間點(diǎn)為。設(shè)這段序列為gi(t)，i=0,1,…,L-1，t=0,1,….,N-1。

3.2.2　精同步

得到了L個(gè)長(zhǎng)度為N的序列，將他們分別進(jìn)行FFT運(yùn)算：

上式中，i=0,1,…,L-1，k=0,1,….,N-1。

然后將Gi(k)按照先前插訓(xùn)練序列的方式，將其中的偽隨機(jī)序列抽取出來(lái)，和本地序列進(jìn)行相關(guān)相乘，就可以得到第m路發(fā)射天線信號(hào)的時(shí)間精同步點(diǎn)了：

上式中，m=1,2,….,M。

因?yàn)橛衜個(gè)發(fā)射天線，因此公式(9)要進(jìn)行m次運(yùn)算，確定每個(gè)發(fā)射天線到第p個(gè)接收天線的時(shí)間精同步點(diǎn)。

所以，得到第m路發(fā)射天線信號(hào)到達(dá)第p路接收天線的時(shí)間同步點(diǎn)：

3.3　頻率同步

在時(shí)間同步后實(shí)現(xiàn)頻率同步。這里我們?nèi)匀豢梢岳迷跁r(shí)域得到的兩個(gè)相同的半段訓(xùn)練來(lái)進(jìn)行頻率偏移估計(jì)，與時(shí)間粗同步一樣，也要除去兩個(gè)半段序列中τ長(zhǎng)度部分的序列，假定各路發(fā)射天線的時(shí)間同步點(diǎn)中，的相對(duì)延遲為零。于是得到頻偏估計(jì)：

3.4　數(shù)據(jù)與仿真結(jié)果

設(shè)MIMO系統(tǒng)為四發(fā)四收和兩發(fā)兩收結(jié)構(gòu)，子載波數(shù)為N=2048，帶寬是20 MHz，信道是COST207六徑rayleigh信道，各徑時(shí)延以40個(gè)采樣點(diǎn)遞增，功率以6 dB遞減，速率為70 km/h。四個(gè)發(fā)射天線到達(dá)接收天線的時(shí)延分別為0，5，10，15個(gè)采樣點(diǎn)，因此我們令τ為20個(gè)采樣點(diǎn)，來(lái)進(jìn)行時(shí)間和頻率同步。頻偏設(shè)為0.4，時(shí)間精同步搜索長(zhǎng)度L=250。由于進(jìn)行時(shí)間粗同步時(shí)，得到的峰值會(huì)受到噪聲的影響，因此硬判值在不同信噪比條件下并不相同，一般來(lái)說(shuō)，是隨信噪比的升高呈遞增趨勢(shì)。仿真數(shù)據(jù)長(zhǎng)度是10萬(wàn)幀。

如圖4所示。在信噪比較低的情況下，兩種情況下時(shí)間同步的錯(cuò)誤率比較高，并且隨著信噪比的升高而逐漸降低，在10 dB的時(shí)候錯(cuò)誤率降低幅度很大。在12，14 dB的時(shí)候錯(cuò)誤率幾乎為零。說(shuō)明新算法在各路發(fā)射天線時(shí)延不同情況下，仍然可以得到良好的時(shí)間同步性能。

圖4　新算法的時(shí)間同步性能曲線

如圖5所示。兩種情況下頻率同步的MSE值隨著信噪比的升高而逐漸降低，四發(fā)四收和兩發(fā)兩收情況得到的MSE值很接近，說(shuō)明頻率同步算法可以得到和Schmidl算法同樣的頻率同步性能。

圖5　新算法的頻率同步性能曲線

通過(guò)以上仿真可以看到，該算法在多徑環(huán)境下可以得到良好的同步性能。

4、結(jié)束語(yǔ)

目前，世界各國(guó)和各大電信廠商都已經(jīng)展開(kāi)了新一代移動(dòng)通信系統(tǒng)的研究，而且由于MIMO-OFDM[5]在提高無(wú)線鏈路的傳輸速率和可靠性的巨大潛力，使得這兩種技術(shù)的結(jié)合有望成為過(guò)渡到4G的潛在技術(shù)。因此MIMO-OFDM已經(jīng)成為目前4G研究的熱點(diǎn)。本文提出的新的 MIMO-OFDM同步方法設(shè)置了新的導(dǎo)引符號(hào)配置方法，可以在接收端時(shí)域得到相同的兩個(gè)半段序列，進(jìn)行時(shí)間粗同步和頻率同步，頻域再根據(jù)導(dǎo)引插入規(guī)則進(jìn)行時(shí)間精同步。仿真結(jié)果表明，該方法能實(shí)現(xiàn)對(duì)多個(gè)發(fā)射天線時(shí)間延遲估計(jì)，可適用于分布式MIMO系統(tǒng)。

參考文獻(xiàn)

1　佟學(xué)儉，羅濤.OFDM移動(dòng)通信技術(shù)原理與應(yīng)用.人民郵電出版社

2　MIMO+OFDM.新一代移動(dòng)通信核心技術(shù).中國(guó)數(shù)據(jù)通信.

3　Timothy M. Schmidl and Donald C. Cox. Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM.IEEE Trans. on Commun., vol.45, no.12,pp.1613-1621,1997.

4　Fredrik Tufvesson, Mike Faulkner an Ove Edfors.Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles[C].Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference, Amsterdam, The Netherlands,1999:2203-2207

5　Mody,A.N.;Stuber, G.L.Synchronization for MIMO OFDM systems. Global Telecommunications Conference, 2001.GLOBECOM　‘01.IEEE,Volume:1,25-29 Nov.2001 Pages:509-513 vol.1