基于單片機的無刷直流風扇電機180°正弦波控制

目前的變頻風扇一般采用無刷直流電機，因其無勵磁繞組、無換向器、無電刷、無滑環(huán)，結(jié)構(gòu)比一般傳統(tǒng)的交、直流電動機簡單，運行可靠，維護簡單。與鼠籠型感應(yīng)電動機相比，其結(jié)構(gòu)的簡單程度和運行的可靠性大體相當，但由于沒有勵磁鐵耗和銅耗，功率在300W以下時，其效率比同規(guī)格的交流電機高10%～20%。

無刷直流電機一般采用方波驅(qū)動，采用霍爾傳感器采樣轉(zhuǎn)子位置，以此為基準信號控制繞組強制換相。這種方案控制方法簡單，成本低，在目前電動車方案中應(yīng)用廣泛。但由于方波驅(qū)動換相時會出現(xiàn)電流突變，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩脈動較大，轉(zhuǎn)動不平穩(wěn)，噪聲指標較差，難以在家電應(yīng)用領(lǐng)域推廣。而正弦驅(qū)動可以避免換相時的電流突變，雖然最大轉(zhuǎn)矩會降低，但在噪聲指標上有明顯的優(yōu)勢。

通常電機變頻控制都采用DSP實現(xiàn)，還需要提供傳感器精確檢測轉(zhuǎn)子位置，可實現(xiàn)高精度控制，但DSP方案開發(fā)成本和應(yīng)用成本都很高，家電應(yīng)用對價格非常敏感，傳統(tǒng)的DSP電機矢量控制方案比較難推廣。由于某些家電應(yīng)用對動態(tài)響應(yīng)等性能要求不高，如風扇，可以用稍微降低性能但大幅度降低成本的方案來代替DSP方案。本文提出了8位單片機的正弦波驅(qū)動方案來滿足這種需求。

硬件選型

1 正弦波信號產(chǎn)生

本方案控制核心為一顆集成PWM發(fā)生器的8位單片機——中穎SH79F168，其內(nèi)部框圖如圖1所示。此MCU采用優(yōu)化的單機器周期8051內(nèi)核，內(nèi)置16KB閃存，兼容傳統(tǒng)8051所有硬件資源，但最高指令執(zhí)行速度提高12倍，采用JTAG在線仿真方式，內(nèi)置16.6MHz振蕩器，同時擴展了如下功能：雙DPTR指針；16位×8乘法器和16位/8除法器；3通道12位帶死區(qū)控制PWM，6路輸出，輸出極性可單獨設(shè)定，提供中心對齊和邊沿對齊模式；集成故障檢測功能，可瞬時關(guān)閉PWM輸出；內(nèi)置放大器和比較器，可用作電流放大采樣和過流保護；提供硬件抗干擾措施，例如PC指針溢出復(fù)位等；提供Flash自編程功能，可以模擬用做EEPROM，方便存儲參數(shù)。

圖1 MCU內(nèi)部框圖

由于集成PWM發(fā)生器和電流放大/比較器，一顆SH79F168就可以完成所有控制功能，而且采用8051內(nèi)核，上手容易。

設(shè)計原理

整個系統(tǒng)采用SH79F168為主控MCU，MCU輸出的PWM信號直接和功率模塊連接，控制功率管的通斷。同時MCU還負責電壓電流ADC檢測，霍爾位置檢測，速度給定輸入轉(zhuǎn)換，實際轉(zhuǎn)速信號輸出以及電機控制算法等功能，結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 控制部分結(jié)構(gòu)圖

功率部分采用智能功率模塊，可用MCU輸出信號直接控制，PCB Layout時需注意snubber電容要盡量靠近SPM，減小引線電感，同時自舉升壓二極管需選用高耐壓快恢復(fù)二極管，結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 功率部分結(jié)構(gòu)圖

霍爾相序自動測定

為了實現(xiàn)自動判別霍爾（Hall）輸出信號與轉(zhuǎn)子磁動勢的位置關(guān)系，常采用的辦法是給二相繞組持續(xù)通電，讓轉(zhuǎn)子固定在某個位置，記錄下對應(yīng)的Hall信號值。但這種方法有缺陷，定子合成磁勢的方向正好和霍爾位置重疊，這樣可能導(dǎo)致誤判。本方案采用另外一種方法避開解決此問題，采用三相通電，這樣定子合成磁勢的方向剛好與霍爾位置錯開30°電角度，確保了讀到的霍爾值的準確性。

正弦波控制方式

得知Hall輸出信號與轉(zhuǎn)子磁動勢位置的關(guān)系之后，可以產(chǎn)生正六邊形的旋轉(zhuǎn)磁場，如圖4所示，AB相繞組通電，產(chǎn)生圖中合成磁勢Fa，由于Fa的牽引，F(xiàn)f將會順時針旋轉(zhuǎn)，旋轉(zhuǎn)到X位置后，換成給AC相通電，則Fa順時針跳躍60°電角度，牽引Ff順時針旋轉(zhuǎn)60°，依次類推，通電順序按照AB-AC-BC-BA-CA-CB-AB循環(huán)，則帶動永磁轉(zhuǎn)子順時針旋轉(zhuǎn)。這就是傳統(tǒng)的方波控制方式。

圖4 二極三相繞組示意圖

由電機基礎(chǔ)理論可知：T=K*Fa*Ff*sinθ。式中K為常數(shù)，F(xiàn)f為定子合成磁動勢，F(xiàn)a為轉(zhuǎn)子磁動勢，θ為定子磁動勢和轉(zhuǎn)子磁動勢的夾角，顯然θ=90°時轉(zhuǎn)矩最大。方波控制以六步運行，θ在60°?120°之間變化，因此不是恒定轉(zhuǎn)矩，正弦波控制的目的就是控制定子磁鏈方向，盡量保持定子磁鏈方向和轉(zhuǎn)子磁鏈方向垂直。(這也就是DSP矢量控制追求的目標——定子磁鏈定向控制)。這樣轉(zhuǎn)矩最大且恒定，沒有轉(zhuǎn)矩脈動。

要想獲得上述效果，需要知道轉(zhuǎn)子精確位置，采用光電編碼盤定位準但成本高，家電應(yīng)用中負載確定，電機轉(zhuǎn)速不會突變，因此本方案采用目前無刷電機標配的霍爾傳感器來檢測轉(zhuǎn)子位置。60°電角度內(nèi)認為轉(zhuǎn)子速度恒定，轉(zhuǎn)子位置采用軟件模擬定位。轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)360°電角度，霍爾傳感器有六種輸出，在程序中作出一個360°正弦波的表，每隔60°分段，通過讀取3路霍爾的當前值，軟件取不同的段，取出的數(shù)據(jù)送入PWM發(fā)生器的占空比寄存器，就可以復(fù)現(xiàn)一個完整的360°正弦波，取表間隔時間以上一霍爾周期實際測試時間為參考動態(tài)調(diào)整。

超前換相角處理

上述方案實現(xiàn)的是理想狀態(tài)下的電壓驅(qū)動波形，只是保證電壓矢量是和轉(zhuǎn)子磁勢方向基本垂直，實際上由于電機是感性負載，電機定子電流矢量滯后于定子電壓矢量，因此定子磁勢也滯后于定子電壓矢量，也就是說，如果按照上述SPWM波形驅(qū)動電機，定子磁勢和轉(zhuǎn)子磁勢夾角將小于90°，電機轉(zhuǎn)矩不是最大，定子電流存在直軸分量，產(chǎn)生去磁效應(yīng)，導(dǎo)致控制器的功率因素不高，因此需要加入超前換相處理。以便定子磁勢和轉(zhuǎn)子磁勢夾角盡量接近90°。軟件實現(xiàn)很簡單，只要在做正弦表時，將初始角度超前就可以，無須更改軟件結(jié)構(gòu)。

如何調(diào)速

正弦波頻率是根據(jù)Hall信號的變化隨時調(diào)整，屬于自控式被動變頻，如果要調(diào)節(jié)電機速度，不能直接修改調(diào)制正弦波頻率，而是修改調(diào)制波幅度，因此軟件中取出的正弦表值會和外部的速度給定系數(shù)相乘后再寫入PWM發(fā)生器的占空比寄存器中，調(diào)制幅度修改后，電機上等效電壓變化，因此轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速變化，而正弦調(diào)制波的頻率則依據(jù)轉(zhuǎn)子霍爾信號被動調(diào)整。