模數(shù)混合型FIR噪聲濾波器設計

　　圖5(b)是對比采用混合型FIR濾波器的新結構與傳統(tǒng)結構在環(huán)路鎖定時的瞬時相位誤差電壓(即2階環(huán)路濾波器中電阻兩端的電壓)。從中可以看到，盡管環(huán)路呈現(xiàn)相同的動態(tài)特性，但新結構中的瞬時相位誤差電壓遠小于傳統(tǒng)結構。這表明高頻量化噪聲得到了混合型FIR濾波器的有效抑制。

2 失配的影響

　　相比現(xiàn)有數(shù)字FIR噪聲濾除技術，所提出的混合型FIR濾波在實現(xiàn)過程中引入了模擬域的操作，因此需要考慮失配的影響。由于最終噪聲濾除效果是用濾波器傳遞函數(shù)來描述的，所以失配的影響因素同樣也可以歸結到對濾波器傳遞函數(shù)的改變，主要包括以下3個方面：

　　(1)電荷泵各支路電流的失配△Ii改變了傳遞函數(shù)的系數(shù);

　　(2)延時失配引起調(diào)制器輸出延時深度改變△ni;

　　(3)并行支路間非同步引入附加相位偏移△φi。

　　考慮到這些因素后，式(2)所示的FIR濾波器傳遞函數(shù)將轉變?yōu)椋?/P>

　　其中，作為模擬模塊的電荷泵，電流鏡失配引起的各支路電流的改變是不可避免的，因此是影響FIR濾波器傳遞系數(shù)的主要因素。通過在上電初始化時對并行各支路加以同步復位后影響因素(3)，將與影響因素(2)一樣，由于相關的電路模塊為寄存器鏈、分頻器以及鑒頻鑒相器等離散時間域工作的數(shù)字模塊，因此主要受時鐘抖動影響，從而相對△Ii而言，△ni和△φi可以忽略。

　　基于以上考慮，假設電流失配、延時失配以及非同步引起的附加相差分別滿足3σ=15%，3σ=1%和3σ=0.01π的正態(tài)分布。對由式(3)給出的混合型FIR濾波器的頻域響應做Monte-Carlo分析，可以得到如圖6所示的結果。

　　對于其他純模擬的量化噪聲抑制技術，比如采用數(shù)/模轉換器補償量化誤差的方法，失配將造成整個頻帶上噪聲抑制效果的惡化。從圖6可以看到，混合型FIR噪聲濾除技術中，失配主要影響傳遞函數(shù)的零點位置。在遠離零點的頻偏處，濾波器增益的變化在±3 dB以內(nèi);而在預期的零點位置處，即便有失配存在，仍然能保證有至少25 dB的抑制，這通常已經(jīng)足以把量化噪聲降低到不再影響整體性能的水平。此外，從圖中虛線給出的不失一般性的個例可以看到，盡管失配使得在一些頻偏處的噪聲抑制程度不如預期值，但也使得在其他頻偏處的噪聲抑制要優(yōu)于預期值。這個特性進一步使得量化噪聲的總體改善對失配不敏感。

　　3 并行支路間的準同步

　　傳統(tǒng)△-∑鎖相環(huán)或△-∑延時鎖定環(huán)中只有一個鑒相器，其輸入端的參考時鐘和環(huán)路反饋回來的信號時鐘之間在鎖定后只存在由式(4)給出的瞬時相位誤差，這決定了電荷泵的開啟時間和對應的噪聲注入。而在采用混合型FIR噪聲濾除技術的結構中，存在并行多支路鑒相器。它們一方面共享同一個參考時鐘，另一方面則是由各自對應的分頻器或相位選擇器產(chǎn)生各自的信號時鐘，因此存在是否需要對這些信號時鐘加以同步的問題。

　　支路間處于異步狀態(tài)時將造成的問題如圖7所示。

　　為不失一般性，此處假設要實現(xiàn)一個簡單的2抽頭FIR濾波器，其傳遞函數(shù)為(1+z-1)/2，因此環(huán)路中將需要用到2個支路的鑒相器。如圖7所示，在環(huán)路建立后，參考時鐘沿將被鎖定在2個信號時鐘沿的中間。因此，如果兩個信號時鐘沿的相位差為△φ，則對于每個鑒相器而言，輸入端的瞬時相位誤差比原來增加了△φ/2。此外，為了保持環(huán)路的鎖定，2個電荷泵支路需要在每個鑒相周期內(nèi)交替充放電。支路間的相位差△φ越大，也就意味著電荷泵開啟時閶以及噪聲注入時間越長，從而嚴重惡化帶內(nèi)相位噪聲以及參考雜散性能。另一方面，支路間異步引入的附加相位偏移還將影響所要實現(xiàn)的混合型FIR濾波器的傳遞函數(shù)。

　　為了避免這些性能上的惡化，混合型FIR噪聲濾除技術在電路實現(xiàn)上需要保證并行支路間處于準同步狀態(tài)，即各信號時鐘的相位差應滿足：

　　式中：φi和φj分別為第i和j路信號相位;Ni和Nj為支路對應的控制字;φstep為相位量化步長?？梢?，這里的“準同步”包含2個含義：一方面，由于各支路的信號時鐘受控于不同的控制字，因此不可能實現(xiàn)零相位差的完全同步;另一方面，各支路信號時鐘的相位差應當僅由量化控制字的差異引起，無任何附加相位差。