只需少量元件的廉價波峰檢測器

　　圖1和圖2中的正波峰檢測器電路不需要整流二極管，而使用了一個源極開路輸出的 TI TLC372快速比較器IC₁。這兩種檢測器都簡單而廉價，可為V_OUT提供一個緩沖的低阻抗輸出。另外，TLC372的典型輸入阻抗高達1012Ω，因而無需任何輸入緩沖級。如圖1所示，運放IC_2A輸出端的檢測器輸出電壓為比較器施加一個反饋信號，用作與輸入信號振幅比較的基準電平。當?shù)谝淮渭由陷斎胄盘朧_IN時，保持電容器C₁上的電壓為0V，V_OUT也是0V。

　　當輸入信號比輸出電壓超出得更多時，比較器內(nèi)部的輸出MOSFET導通，并通過R₁吸收電流。由于R₂值相對較大，充電電流從IC_2A的輸出端流入C₁。經(jīng)過幾個周期的輸入信號后，C₁上充入電荷逐漸增多，V_OUT值上升到略高于V_IN的峰值。一旦V_OUT略大于V_IN后，IC₁的輸出MOSFET保持關(guān)斷，C₁再沒有后續(xù)的充電電荷了。

　　于是，C₁上存儲的電荷開始通過R₂放電而逐漸消耗，并通過偏置電流路徑進入IC_2A的反相輸入端。V_OUT逐漸降低到略低于V_IN的峰值電平。下一個V_IN的正波峰進入IC₁時，IC₁從R₁吸入電流，為C₁充滿電荷。這個過程在V_OUT端產(chǎn)生一個直流電平，其值接近輸入波形的正向峰值電平。R₁、R₂和C₁的值決定了V_OUT上的紋波電壓。

　　IC_2A的反相輸入端保持為虛擬的地電位，因而無論何時IC₁的輸出MOSFET導通，R₁上的電壓都近似等于負的供電電壓，即－Vs。因此，使用小阻值的R1可以使進入C₁的電流脈沖相對較大，這樣，電路就可以對輸入信號幅度的突增做出更快的響應，即“快速上升”響應。但是，如果R₁的值過小，則V_OUT上的正向紋波也會過強，導致V_IN峰值處產(chǎn)生突發(fā)的振蕩。

　　當R2值已知時，C₁值就決定了電路的“延遲時間”。較大的電容量可將V_OUT的負向紋波減至最小，這在處理低頻、低占空比脈沖串時可能很有用。然而，若C₁值過大，則檢測器對輸入信號幅度突發(fā)衰減的響應會過于遲鈍。注意，C₁也會影響信號電平上升時間，例如，電容值加倍會使電路達到V_IN峰值電平的時間也翻倍。
　　比較器的反饋路徑中含有運放IC_2A，所以IC_2A的偏移與誤差對電路的精度沒有影響。在低頻至中頻范圍內(nèi)，只有比較器的輸入偏移誤差會影響檢測器的整體精度。在高頻時，比較器的響應時間成為一個主要因素，它會降低 V_OUT精度，特別是當頻率增加時, 情況會更糟。除了這些局限以外，電路從約50Hz至500kHz 頻率范圍內(nèi)都能夠很好的工作。圖2和表1顯示的是三種 V_IN 峰值電平下，測試電路的正弦波頻率響應與 V_OUT 誤差的關(guān)系。
　　示波器圖顯示的是 400 kHz 時電路對 500 mV 峰值正弦波的響應情況，其中輸出電壓為 488 mV，只略低于正波峰（圖 3）。該電路除了有出色的正弦波響應以外，還能對占空比低至 5% 的方波表現(xiàn)出良好的效果。注意，IC2A的反相輸入端的虛擬接地限制了V_OUT只能為正電壓。因此，電路只響應真正的正電壓波峰，即高于0V的電壓峰值。如果輸入信號全部低于0V，V_OUT只表現(xiàn)為平直的0V電壓。
　　R₃、C₂和IC_2B構(gòu)成低通濾波器和緩沖器，雖然不是電路運行的必要部分，但可以將V_OUT上的開關(guān)噪聲降低到最低。然而，運放IC_2B固有的偏移誤差會影響濾波器的輸出電壓。
　　圖 4 是該電路的一個單電源供電版本，其中 R_A 和 R_B 在 IC_2A 的正相輸入端設(shè)定了一個基準電壓 V_REF，從而IC_2A 在反相輸入端保持一個等于V_REF 的虛擬電位。因此，當V_IN 超過 V_OUT 時，比較器的輸出端 MOSFET 導通，將輸出電壓下拉至0V，在R₁上表現(xiàn)為一個等于V_REF的電位。然后再為C₁注入一個等于 V_REF/R₁的電流脈沖。大多數(shù)情況下，電路的行為與圖1中電路的一樣。在雙電壓線路版本中，V_OUT不能低于運放非反相輸入端的電位。因此，即使V_IN不需要中心定位在等于V_REF的電位，但V_IN的正向峰值電壓必須超過V_REF，電路才能正常工作。
　　選擇VREF值時，要檢查運放IC_2A和比較器IC₁的輸入、輸出共模電壓范圍，以及輸入信號的最大峰峰擺幅。例如，將正的供電電壓V_S設(shè)為10V，并設(shè)定R_A=R_B，使VREF=5V。檢測器可以接受從0V至約8V擺幅的輸入信號，因此檢測的正波峰電壓為5V至8V。記住要按照選定的V_REF選擇R₁

的值。