開關(guān)電源功率因數(shù)校正的DSP實現(xiàn)

式中：ω是濾波頻率的角速度；

Q值按不同的要求確定。

離散化可以由Matlab的sysd=c2d(sys,Ts)方程方便地實現(xiàn)。圖3所示的就是所設(shè)計濾波器的Matlab模擬圖，其中ω=628，Q=20。

圖3 數(shù)字陷波器的Matlab模擬

4 DSP實現(xiàn)

我們采用TI公司的16位芯片TMS320LF2407A來實施控制方案。這款芯片專門用于數(shù)字控制的2000系列，采用哈佛結(jié)構(gòu)的CPU和4級流水性操作的程序控制，運行速度是40MIPS（即25ns的指令周期）。它具有544字節(jié)的DARAM，2k的SARAM，32k的FLASH，2個事件管理單元，16路10bit、轉(zhuǎn)換時間500ns的A/D轉(zhuǎn)換，最多16路的PWM輸出等片內(nèi)資源。

對電流回路和電壓回路，我們分別采取20kHz和10kHz的控制頻率。兩個中斷程序被用來完成PFC的數(shù)字控制，中斷程序int2負(fù)責(zé)3個輸入的采樣及電流回路的PI控制，另一個中斷程序int3負(fù)責(zé)電壓回路的PI控制及陷波濾波。圖4是主程序控制流程圖，圖5是采樣周期圖。其中int2的中斷優(yōu)先級高于int3，所以若int3沒完成，而int2中斷發(fā)生時，int3將懸掛直到int2中斷程序運行結(jié)束才繼續(xù)運行。因為電壓回路的變化比較緩慢，所以一個周期的延時不會影響控制效果。設(shè)置比較控制寄存器，在T1下溢的時候?qū)懭胄碌谋容^值，結(jié)合通用定時器周期寄存器T1PR的值，產(chǎn)生新的占空比的PWM波，控制與之相連的開關(guān)管的動作。從圖5中我們也可以注意到，int2的中斷程序（包括3個采樣和一個PI程序）必須在半個電流采樣周期，即25μs之內(nèi)完成。根據(jù)前面給出的DSP的性能指標(biāo)，這個目標(biāo)完全可以達(dá)到。

圖4 主程序流程圖

圖5 采樣周期圖

另外，在實際應(yīng)用中，采用的是積分分離的PI算法，把PI的輸出值限定在一定的范圍之內(nèi)，避免使系統(tǒng)產(chǎn)生很大的超調(diào)量而引起系統(tǒng)振蕩。還加入了軟啟動程序，在程序剛開始的時候逐步加大Vref的值，從而達(dá)到開關(guān)電源的軟啟動要求。

因為像Kp，Ki及濾波器系數(shù)等這些參數(shù)都是浮點數(shù)，而所用的是16位的芯片，所以用DSP實現(xiàn)以上算法，還需要解決浮點數(shù)和定點數(shù)之間相互轉(zhuǎn)換的問題?？梢杂貌煌腝n值來表達(dá)不同范圍和精度的浮點數(shù)，其中n表示16位中小數(shù)點之后的位數(shù)。例如，Q0可表示－32768到32767的整數(shù)，而Q15可表達(dá)－1到0.9999695之間精度為1/32768的實數(shù)[2]。不同的Qn值之間需要經(jīng)過移位，轉(zhuǎn)換為相同的位數(shù)才能進(jìn)行比較和加減運算。

5 實驗結(jié)果

程序編譯通過后，燒入片內(nèi)flash，外加簡單的外圍電路，就可以進(jìn)行實驗驗證了。我們采用的是Boost電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，接電阻負(fù)載，輸入電壓220V,輸出電壓385V，得到的輸入電壓電流波形如圖6所示。用功率表測得PFC電路的輸入功率為545W，輸出功率為513W,可以計算出PFC電路變換效率為94.1％。在相同測試條件下，用功率因數(shù)表測得的PFC電路的功率因數(shù)為0.983。圖7所示的是軟啟過程。

圖6 BOOSTPFC電路輸入電壓電流圖

圖7 軟啟動波形圖

6 結(jié)語

本文探討了開關(guān)電源功率因數(shù)調(diào)整的全數(shù)字實現(xiàn)方案，實驗證明了該方案的可行性。目前，對開關(guān)整流器件采用DSP控制的研究開展的還不多，主要是由于相對于專用的集成芯片DSP的價格比較高昂，而且成熟的控制算法難以獲得。然而，隨著DSP芯片價格的不斷降低和控制算法的研究不斷深入，相信開關(guān)整流器件數(shù)字控制的時代很快就會到來。