PI高效率充電適配器設計解決方案

　　圖2是一款5W通用輸入恒壓/恒流(CV/CC)充電器/適配器的電路設計圖。本設計適用于手機電池充電器、USB充電器或任何有恒壓/恒流特性要求的應用。該電路可為最高1A的負載提供5V恒流輸出，精度為±5%。當需要更大負載時，電源將進入恒流模式，輸出電壓降低，使輸出電流維持在1A±10%。

　　圖2： 5W CV/CC通用輸入充電器電源電路圖

　　這個電源電路是采用PI的LinkSwitch-II系列產(chǎn)品LNK616PG(U1)而設計的反激式電源。它不是傳統(tǒng)的PWM控制器，而是采用開/關控制來維持恒壓(CV)階段的穩(wěn)壓。它通過跳過開關周期來維持輸出功率水平，并通過調(diào)節(jié)使能與禁止開關周期的比值和初級限流點來維持穩(wěn)壓。這種控制方法在充電器設計中具有諸多獨特優(yōu)勢。隨著負載電流的增大，電流限流點也將升高，跳過的周期也越來越少，達到最大輸出功率點時將不再跳過任何開關周期。當需要進一步提高功率時，輸出電壓會隨之下降。控制器檢測到壓降后進入恒流模式。 在此模式下，隨著電流需求的增大，開關頻率將下降，從而實現(xiàn)線性恒流(CC)輸出。圖3給出了該電路的電流及電壓性能。

　　本設計中有幾大要素可以實現(xiàn)高效率和低成本。變壓器T1是其中的一個關鍵要素，其設計主要由U1中開關元件的性能來決定。LinkSwitch-II器件集成了700V功率MOSFET用作主要開關元件，這樣可以使工作頻率高達85kHz，幾乎是具有競爭性的BJT設計最高工作頻率45kHz的兩倍。頻率越高，就越容易減小變壓器尺寸及其層數(shù)，從而降低變壓器中的電容開關損耗。為降低變壓器可能會產(chǎn)生的音頻噪音，控制最大磁通密度非常必要。在每個周期開始時，U1中的MOSFET導通，流經(jīng)T1初級繞組的電流則增大至LinkSwitch-II控制電路所允許的最大值。達到此值后，MOSFET關斷，儲存在T1中的能量會在磁場下降時轉移至次級繞組。輕載條件下，初級限流點下降，從而降低變壓器磁通密度。通過限流點控制、調(diào)整使能與禁止開關周期的比值并根據(jù)輸出負載情況減低開關損耗，可以優(yōu)化轉換器在整個負載范圍內(nèi)的效率。

　　T1內(nèi)的抽頭次級繞組5-3-2-NC具有三種功能。繞組2-5可通過二極管D6向U1提供低壓電源。從低壓次級側獲取功率，而不是在初級側降低電壓，這樣可以使電源在230VAC時空載功耗不超過50mW。

　　繞組2-3可向U1的反饋(FB)輸入提供反饋信號。這個控制引腳可以根據(jù)偏置繞組的反激電壓來調(diào)節(jié)恒壓模式下的輸出電壓和恒流模式下的輸出電流。采用這種設計后，不僅可以省去輸出路徑中的檢測電阻，還可以省去一個光耦器和次級控制電路，從而大幅簡化電源設計。這種控制技術還能夠自動補償變壓器電感容差和內(nèi)部參數(shù)容差隨輸入電壓的變化。

　　變壓器次級中的最后一個元素是繞組2-NC。這一設計是PI的E-ShieldTM技術的實現(xiàn)。此舉可以改善EMI裕量，省去銅箔屏蔽層。

　　另一個需要考慮的關鍵元件是整流二極管D7。該二極管的性能對效率有重要影響，因為它要傳送整個DC負載電流。二極管將要承受的峰值反向電壓由初級開關元件的額定電壓來決定。其他同類設計方案使用額定峰值電壓為600V的開關，這些解決方案要求使用低反射輸出電壓(VOR)，并且D7必須選用60V肖特基二極管。LinkSwitch-II中集成的MOSFET能夠維持700V的電壓，使VOR取較高值。這樣可以降低D7上的應力，從而能選用40V肖特基二極管。40V肖特基二極管不僅成本低廉，而且在2A時的正向導通壓降只有0.5V，而60V肖特基二極管的正向導通壓降為0.7V。這樣可減少0.4W的峰值功耗，將效率提高5%。